Introducción a la electrónica de potencia

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CAPITULO

1
ELECTRONICA
DE POTENCIA
1.1 DEFINICION Y APLICACIONES
La Electrónica de potencia es una rama de la Ingeniería Eléctrica y esta asociada a la conversión
y control de la energía eléctrica, involucrando aplicaciones como control de temperatura y luminosidad,
procesos electroquímicos, fuentes de alimentación reguladas de CA y CC, calentamiento por inducción,
control de motores eléctricos de CA y CC, soldadura al arco, transmisión de energía, filtros armónicos
pasivos y activos, compensación de potencia reactiva, etc. El escenario de aplicación es la industria, el
hogar, la oficina y el transporte (incluido sistemas espaciales). La Electrónica de potencia es un tema
interdisciplinario y, en general, un especialista debería tener un adecuado conocimiento de interruptores
estáticos, circuitos convertidores, máquinas eléctricas, sistemas de potencia, electrónica de control,
teoría de control, microprocesadores, técnicas CAD y circuitos VLSI. La constante evolución de
algunas de estas áreas requiere además una actualización permanente.
El más importante elemento de un equipo electrónico de potencia es el convertidor, el cual está
constituido por interruptores estáticos (llamados así por la ausencia de partes móviles). Estos
interruptores están distribuidos geométricamente en la forma de una matriz y la operación ON/OFF de
ellos es manejada usando técnicas de control electrónicas. Los convertidores pueden ser clasificados
como rectificadores (convertidores CA/CC), inversores (convertidores CC/CA), choppers
(convertidores CC/CC), reguladores de voltaje alterno (convertidores CA/CA en voltaje) y
cicloconvertidores (convertidores CA/CA en frecuencia). A menudo una aplicación involucra el
concurso de más de un convertidor. La motivación por el uso de convertidores involucrando
interruptores en operación ON/OFF es las bajas pérdidas presentadas, la reducción de tamaño de los
equipos y el menor costo de los mismos, en comparación con las características presentadas por los
convertidores convencionales. Todo esto es sin considerar que ambos convertidores, convencionales y
modernos, involucran calidades de energía en el punto de consumo comparables. Es necesario admitir,
sin embargo, que el trabajo de los interruptores ON/OFF en los convertidores modernos, lleva
aparejado una generación de armónicas en las líneas de suministro de energía, lo cual debe ser
eliminado o al menos reducido.


Fig. 1.1 Conversión de la energía eléctrica mediante la operación de interruptores.

A modo de ejemplo la Fig. 1.1 (a) muestra un circuito inversor para convertir CC a CA. Los
terminales de entrada del inversor P y Q son alimentados con un voltaje constante de magnitud V. Sí
los cuatro interruptores siguen la secuencia ON/OFF indicada, en los terminales de salida del inversor
A y B aparece una onda cuadrada de voltaje de magnitud V.
La Fig. 1.1 (e) muestra un circuito rectificador para convertir CA a CC. Los terminales de
entrada del rectificador A y B son alimentados con una onda cuadrada de voltaje de magnitud V. Sí los
cuatro interruptores siguen la secuencia ON/OFF indicada, en los terminales de salida del rectificador P
y Q aparece un voltaje constante de magnitud V.
Es interesante notar que en los equipos electrónicos de potencia modernos hay esencialmente dos
tipos de semiconductores, ambos digitales por naturaleza. Ellos son los semiconductores
correspondientes a los interruptores estáticos, definidos como el músculo del equipo, y los
semiconductores correspondientes a la electrónica de control, el cerebro del equipo. Mientras unos
manejan potencias hasta el orden de los gigawatts, los otros manejan potencias en el orden de los
miliwatts. Aún más, la sencillez del circuito de control en las nuevas generaciones de interruptores
estáticos, ha promovido la integración del control y la potencia en una sola pastilla (smart power
technologies).


La historia de la Electrónica de Potencia es de larga data. A comienzos del siglo XX, el uso de
máquinas rotatorias para conversión y control de potencia era todavía popular. La introducción de
rectificadores con tubos a gas de mercurio a principios de los años 1900, se reconoce como el inicio de
la Electrónica de Potencia. Otro hito histórico fue la invención del transistor en 1948, por muchos
considerado la más grande revolución en la historia de la Ingeniería Eléctrica. El siguiente hito
histórico fue la invención del tiristor en 1956, marcando el comienzo de la era moderna de la
Electrónica de Potencia. En la sección siguiente se analizaran nuevas generaciones de interruptores
estáticos, posteriores a la aparición del tiristor.
1.2 INTERRUPTORES ESTATICOS
Las cualidades notables de los nuevos interruptores estáticos han acelerado el progreso de la
Electrónica de Potencia en las últimas décadas. Sin embargo, los interruptores estáticos, a diferencias
de los interruptores mecánicos, siguen siendo delicados y frágiles, luego, el especialista necesita
entender las características del dispositivo para un diseño eficiente, confiable y económico del equipo
electrónico de potencia.
1.2.1

Diodos de Potencia

El circuito de la Fig. 1.2 permite una apreciación preliminar acerca del funcionamiento de este
interruptor estático. El diodo cierra sus terminales cuando la fuente puede enviar una corriente en el
sentido de conducción del diodo y los abre cuando la fuente intenta enviar corriente en el sentido
contrario. En el diodo aparecen dos voltajes que deben definirse:
Voltaje directo: voltaje de cátodo a ánodo (contrario al sentido de conducción del diodo)
Voltaje inverso: voltaje de ánodo a cátodo (en el mismo sentido de conducción del diodo)
Cuando el diodo conduce experimenta un voltaje directo de bajo valor (alrededor de un volt).
Cuando el diodo no conduce experimenta un voltaje inverso cuyo valor máximo corresponde al
máximo de la fuente. El voltaje inverso máximo que soporta el diodo y la corriente media máxima que
el diodo puede conducir son las especificaciones más importantes de un diodo de potencia.

Fig. 1.2 Rectificador de media onda usando un diodo.


1.2.2

Tiristores

En la Fig. 1.3, si en vez de un tiristor hubiese un diodo, este estaría conduciendo con sus
terminales cerrados. En esta figura, sin embargo, el tiristor tiene sus terminales abiertos con un voltaje
directo E. Debido a la gran cantidad de circuitos abiertos todas las corrientes en la Fig. 1.3 son cero y el
condensador está descargado.
Cuando el pulsador S1 es brevemente activado el tiristor cierra sus terminales y conduce
corriente. Esto nos enseña que el inicio de conducción del tiristor, a diferencias del diodo, puede ser
controlado; basta ingresar un pequeño y breve pulso de corriente entre la puerta de control y el cátodo
del tiristor. También nos enseña algo que es una constante en todos los interruptores estáticos, que el
circuito de control y potencia comparten un terminal común. La fragilidad del circuito de control
aconseja a un aislamiento de ambos circuitos mediante transformadores de pulsos u optoacopladores.
En el circuito de la Fig. 1.3, después del cierre de los terminales del tiristor, el condensador C se
carga y alcanza el voltaje E con las polaridades indicadas. Si bien a través de la puerta de control se
logra cerrar los terminales del tiristor, bajo ninguna circunstancia a través de esta misma puerta se logra
abrir dichos terminales (afortunadamente nuevas generaciones de interruptores, posteriores al tiristor sí
lo hacen). El circuito de la Fig. 1.3, sin embargo, tiene implementada una técnica que logra la apertura
de los terminales del tiristor y que fue de gran uso en el pasado (no se lograban, sin embargo, grandes
velocidades en la conmutación ON/OFF). La técnica consiste en pulsar S2, el condensador se descarga
debido al cortocircuito que significa el tiristor en conducción. La corriente de descarga, siendo de
sentido opuesto a iL, produce una corriente cero en el tiristor lo cual lo apaga. Es decir, tiristores y
diodos abren sus terminales solo cuando la corriente por ellos alcanza el valor cero. Este concepto es
profusamente aplicado en los circuitos de la Fig. 2.7 en el Capítulo 2.

Fig. 1.3 Técnicas de apertura y cierre de los terminales de un tiristor.


1.2.3

Triacs

El triac es un interruptor estático que, llegada la orden de cierre de terminales, puede conducir
corriente en cualquier sentido. Dos tiristores en antiparalelo pueden también cumplir esta función. El
circuito de la Fig. 1.4 permite una apreciación preliminar acerca del funcionamiento de este interruptor.
Nótese que la corriente de control puede tener cualquier sentido y es aplicada entre la puerta de control
y el terminal k. Mediante el retardo aplicado al disparo la corriente de CA en la carga puede ser
controlada. Si la carga es una ampolleta su luminosidad será ajustada. Si la carga es un motor
monofásico de ventilador el flujo de aire será ajustado.
Un triac es más económico que un par de tiristores en antiparalelo y su control es más simple,
sin embargo, tiene limitaciones constructivas, baja sensibilidad en la puerta de control y una lenta
apertura de sus terminales. Por estas razones la conexión de tiristores en antiparalelo es normalmente
ocupada en altas potencias, relegándose el triac a bajas potencias para ser usado como controlador de
temperatura y luminosidad. La Fig. 1.5 muestra una interesante aplicación del triac como interruptor
estático de CA. Nótese el circuito snubber aplicado a los terminales del interruptor. Como se
demostrará, esta es una protección necesaria para todo tipo de interruptor que trabaje en altas
potencias. El interruptor de la Fig. 1.5 está en el mercado con el nombre de relé de estado sólido y trae
incorporado aislamiento del circuito de potencia, además de cierre del interruptor en el cruce por cero
del voltaje (en comparación con el inicio del estado ON mostrado en la Fig. 1.5, lo cual lleva asociado
ruido electromagnético).

Fig. 1.4 Uso del triac como regulador de voltaje de CA.


Fig. 1.5 Uso del triac como interruptor estático de CA.

1.2.4

Transistores de Unión Bipolares de Potencia

La Fig. 1.6 muestra las condiciones de funcionamiento de este interruptor estático. Con una
corriente de base cero este interruptor abre sus terminales y con una inyección de corriente de base
suficientemente alta este interruptor cierra sus terminales experimentando una pequeña caída de voltaje
entre 1 y 2 V.

Fig. 1.6 Condiciones de funcionamiento del transistor de unión bipolar.


Para transistores de alta potencia la corriente de base necesaria para cerrar los terminales de este
interruptor es excesivamente alta, un 5% o más de la corriente a circular. Esto significa que si la
corriente a circular es 200 A, la corriente de base debe ser al menos 10 A, lo que complica la circuitería
de control. El fabricante entrega un parámetro que define la amplificación de corriente y en este caso
hFE=200/10=20. En un circuito real, sin embargo, la corriente de base debe ser ajustada debido a
variaciones de hFE con la corriente a circular y la temperatura. Cuando los terminales del interruptor
están abiertos el voltaje a través puede tener cualquier dirección, sin embargo, el interruptor soporta
mejor una sola dirección (voltaje directo). Se dice que este transistor, como el MOSFET y el IGBT,
tiene comportamiento asimétrico y afortunadamente para las aplicaciones usuales esto no presenta
problemas.
La Figura 1.7 muestra un arreglo “Darlington” con dos transistores conectados en cascada, de
tal forma que uno provee la corriente de base del otro. En estas condiciones la amplificación de
corriente hFE del sistema es notablemente alta simplificando el circuito de control (módulos de 1200 V
y 800 A se han construido). Sin embargo, la caída de voltaje en conducción aumenta (con ello las
pérdidas), y la rapidez de conmutación ON/OFF disminuye. La conexión en paralelo de transistores de
unión para aumentar la corriente de conducción no es recomendada, debido a inestabilidades que
pueden aparecer. En orden de abrir el interruptor con mayor rapidez es usual hacer circular una
corriente negativa por la base.
En orden de limitar una disipación de potencia destructiva para el transistor, el fabricante
provee dos curvas límites para el voltaje y la corriente que simultáneamente ocurren en el transistor.
Una es válida durante la transición ON/OFF y la otra durante la transición OFF/ON (técnicamente
llamadas área de operación segura). Obviamente, un buen elemento de protección es la conexión de un
circuito snubber bien diseñado, en paralelo con los terminales del interruptor, como a continuación se
explica.

Fig. 1.7 Transistores de unión en conexión “Darlington”.


1.2.4.1 Área de operación segura y circuito snubber
Cuando se usan interruptores estáticos, un circuito auxiliar amortiguador de transientes, llamado
circuito snubber, es a menudo colocado a través de los terminales del interruptor. Esto está relacionado
con la llamada área de operación segura del interruptor. Por ejemplo, cuando se está abriendo los
terminales de un transistor de unión bipolar, mientras la corriente del interruptor decrece,
simultáneamente el voltaje en los terminales del transistor aumenta, todo esto ocurre en un período
estrecho de tiempo. El fabricante provee áreas de operación segura, tal que la corriente y voltaje del
interruptor durante la apertura, en ningún momento definan puntos fuera del área, de otra manera se
arriesga un daño permanente del interruptor. La Fig. 1.8 muestra una curva típica para el área de
operación segura de un transistor de unión bipolar.

Fig. 1.8 Curva típica para el área de operación segura de un transistor de unión bipolar.
.


La Fig. 1.9 a) muestra el circuito típico de un transistor de unión bipolar. Como se demostrará
más adelante, el diodo en antiparalelo D1 es de uso obligado para permitir corriente en ambos sentidos
por el interruptor. La inductancia mostrada puede ser física o parásita pero siempre estará presente en el
circuito. El circuito de la Fig. 1.9 a) también muestra un circuito snubber, donde el diodo D2 en
circuitos simples es a menudo eliminado como muestra la Fig. 1.9 b). Si ordenamos que la corriente por
el interruptor llegue a cero rápidamente (menos de un microsegundo para MOSFETS), esto significa
que la energía magnética almacenada en la inductancia debe llegar a cero rápidamente. El transistor
finaliza absorbiendo dicha energía, experimentando simultáneamente un voltaje de gran magnitud entre
sus terminales. La magnitud del voltaje dependerá de la cantidad de energía y de la rapidez para
desalojarla. Seguramente este voltaje estará fuera del área segura de operación. El circuito snubber
propone otra opción, la de almacenar esa energía en el condensador a través de una corriente que
circula por D2. Así entonces, la energía no es absorbida por el transistor, evitándose así el voltaje de
gran magnitud en los terminales, el cual podría dañar el transistor. Posteriormente, en el momento de
cierre del interruptor, se forma un circuito R-C de descarga y el condensador queda operativo para la
siguiente operación de apertura. La Fig. 1.9 c) muestra un circuito snubber protegiendo a los seis
interruptores en un circuito inversor que será analizado más adelante.

(a)

(b)

(c)

Fig. 1.9 Protección de transistores de unión mediante circuito snubber.


1.2.5

MOSFETs de Potencia

La invención de los MOSFETs de potencia, ha sido en parte influenciada por las muchas
limitaciones del transistor de unión, esto es, circuito de control complicado, tiempos de conmutación
ON/OFF excesivos para algunas aplicaciones, conexión de transistores en paralelo inestable. Los
MOSFETs de potencia superan todas estas limitaciones, sin embargo, ellos presentan limitaciones en
cuanto al voltaje máximo en terminales, esto es, sobre 200 V la caída de voltaje en conducción del
MOSFET crece excesivamente, limitación que el transistor de unión no tiene. Como se mostrará, un
interruptor relativamente nuevo, el IGBT, combina las ventajas de frecuencia de conmutación y
simplicidad del circuito de control del MOSFET, con la baja caída de voltaje en conducción del
transistor de unión.
La Fig. 1.10 muestra las condiciones de funcionamiento del MOSFET de potencia. Aunque no
está representado en el diagrama, un MOSFET de potencia tiene incorporado un diodo natural en
antiparalelo, de velocidad de conmutación suficiente para muchas aplicaciones. Claramente la apertura
y cierre de los terminales del MOSFET es controlado por niveles de voltaje (a diferencias del transistor
de unión que es por niveles de corriente). En general, voltajes de +10 a +15 V aplicados a la puerta de
control serán suficientes para cerrar los terminales del MOSFET, sin embargo, los MOSFET’s
especiales para lógica TTL necesitan solo 5 V. Los tiempos de conmutación son extremadamente altos
y están dados por los tiempos de carga y descarga del condensador natural en la puerta de control.
Debido a la alta impedancia del terminal G de control el MOSFET no consume corriente para mantener
cerrados sus terminales, a diferencias del transistor de unión. En la Fig. 1.10 el interruptor que activa la
batería puede ser la salida de un optoacoplador, el cual puede ser alimentado a su vez con la puerta de
salida de un microprocesador.

a)

b)

Fig. 1.10 Condiciones de funcionamiento del MOSFET de potencia: a) lógica negativa;
b) lógica positiva
Con los recientes avances en los productos electrónicos móviles, los MOSFETs de potencia
están experimentando una demanda explosiva. Un notebook, por ejemplo, los usa en sus convertidores
CA/CC y CC/CC, reguladores de voltaje, interruptores de manejo de carga, circuito cargador de batería
y protecciones diversas. Algo parecido experimenta la telefonía móvil.


1.2.6

IGBTs

El IGBT es un interruptor aparecido recientemente, que combina las mejores cualidades del
MOSFET (simplicidad del circuito de control) y del transistor de unión (baja caída de voltaje en
conducción). Esto se realiza a través de una conexión Darlington en la cual un MOSFET es usado para
suministrar corriente de base a un transistor de unión. Para mayores corrientes el IGBT puede
conectarse en paralelo aunque esto presenta problemas a frecuencias más altas (el MOSFET no tiene
ninguna condición para conectarse en paralelo). A diferencias del MOSFET, el IGBT no tiene un diodo
en antiparalelo natural integrado, luego este tiene que ser suministrado separadamente (o integrado
intencionalmente en la pastilla). . La Fig. 1.11 presenta las limitaciones de potencia y frecuencia para
transistores de unión, MOSFETs e IGBTs.

Fig. 1.11 Limitaciones de potencia y frecuencia para transistores de unión, MOSFETs e IGBTs.


El circuito equivalente del IGBT es mostrado en la Fig. 1.12. El control de este interruptor es
por nivel de voltaje y se puede usar la misma circuitería de control del MOSFET:

Fig. 1.12 Circuito equivalente y símbolo del IGBT.

1.2.7

GTOs

En un tiristor convencional la puerta de control sirve para solo cerrar los terminales de este
interruptor. Bajo ninguna circunstancia a través de esta misma puerta estos terminales se pueden abrir.
El GTO es un tipo de tiristor cuya puerta de control puede ser usada tanto para abrir como para cerrar
los terminales de este interruptor. La Fig. 1.13 muestra el funcionamiento básico de un GTO.

Fig. 1.13 Funcionamiento básico de un GTO.


Como el tiristor, el GTO puede cerrar sus terminales mediante un pequeño pulso de corriente
positivo de corta duración en la puerta de control. Sin embargo, el GTO abre sus terminales con un
pulso negativo de corriente y de una magnitud 20 a 25% de la corriente a interrumpir. Por ejemplo,
interrumpir una corriente de 3000 A puede significar una corriente de control de −750 A. Dentro de los
interruptores controlables el GTO es el de mayor potencia, con un máximo de 6000 V y 6000 A, lo cual
es ofrecido por varios fabricantes. El dispositivo sufre voltajes elevados en la apertura de sus
terminales, los cuales deben ser reducidos con circuitos snubber de gran tamaño y disipación, lo cual
restringe la frecuencia de conmutación a 1 o 2 kHz.
1.2.8

Nuevos Interruptores Disponibles

Los MOSFETs e IGBTs han reemplazado a los transistores de unión casi completamente. Con
respecto a los MOSFETs, se ha logrado elevar el voltaje del dispositivo (600 a 1000 V) y reducir la
caída de voltaje en conducción.
Los IGBTs han ganado más y más importancia desde su año de aparición en 1988. Disponibles
en el mercado hay IGBTs de 600 V, 1200 V, 1700 V, 2500 V, 3300 V y 6500 V con corrientes hasta
2400 A.
Los GTOs, por otra parte, son los interruptores controlados convencionales más usados en alta
tensión y alta potencia para uso en tracción y convertidores industriales. Varios fabricantes ofrecen
GTOs con valores nominales de 6000 V y 6000 A. Estos interruptores, sin embargo, necesitan
protegerse con circuitos snubber voluminosos y caros y su circuito de control es complejo y de alta
potencia.
Cambios substanciales en la estructura del GTO han promovido la aparición del IGCT, un
nuevo dispositivo con valores nominales de voltaje y corriente potencialmente altos (6000 V y 6000
A), pero con sustancialmente menos necesidad de protección a través de circuitos snubber y un
circuito de control menos complejo en comparación con los GTOs. Aún más, los IGBTs y IGCTs
tienen el potencial de reemplazar al GTO completamente en el futuro cercano.
Varios conceptos nuevos de tiristores controlados con tecnología MOS han sido propuestos,
como el MCT (MOS Controlled Thyristor) y el MTO (MOS Turn Off Thyristor). Sin embargo, la
importancia de estos dispositivos en el mercado es todavía marginal.
Se están ensayando otros materiales diferentes al Silicio para la fabricación de semiconductores
de potencia. Se espera una drástica reducción de las pérdidas de voltaje en conducción y pérdidas en la
conmutación. Una operación con temperaturas de uniones de 600° C será posible en comparación con
los 150° C actuales que involucra el Silicio.


CAPITULO

2
CONVERTIDORES CA/CC
(RECTIFICADORES)
2.1 CIRCUITOS RECTIFICADORES MONOFASICOS
El rectificador más simple, con un solo diodo, es mostrado en la Fig. 2.1. Es conocido como el
rectificador de media onda, porque solo los semiciclos positivos de la fuente de voltaje son aplicados a
la carga.

Fig. 2.1 Rectificador de media onda monofásico.
Básicamente hay dos versiones para un circuito rectificador de onda completa monofásico y
ambas son mostradas en la Fig. 2.2, junto con la forma de onda del voltaje en la carga. El primer tipo
usa un transformador con punto medio y dos diodos, mientras el segundo, conocido como rectificador
puente, no necesita transformador y es equipado con cuatro diodos. Los filtros simples LC mostrados
en la Fig. 2.3 permiten eliminar el ripple del voltaje en la carga.


Fig. 2.2 Circuitos rectificadores de onda completa monofásicos.

Fig. 2.3 Rectificador de onda completa con incorporación de filtros LC.


2.2 CIRCUITOS RECTIFICADORES TRIFASICOS
Hay dos topologías básicas para circuitos rectificadores trifásicos: el circuito de media onda y el
circuito de onda completa, los cuales son mostrados, junto con la respectiva forma de onda del voltaje
de salida, en las Figs. 2.4 y 2.5 respectivamente. Nótese en el primer circuito la necesidad de generar
un punto neutro a través del secundario en estrella de un transformador.

Fig. 2.4 Circuito rectificador trifásico de media onda.

Fig. 2.5 Circuito rectificador trifásico de onda completa.


2.3 REGULACIÓN DE VOLTAJE EN CIRCUITOS MONOFÁSICOS
Si reemplazamos todos o algunos de los diodos por tiristores en los circuitos rectificadores
anteriores, es posible regular el voltaje de salida. El circuito más simple, con un solo tiristor, es
mostrado en la Fig. 2.6, junto con el voltaje aplicado a la carga y el desarrollo de este voltaje en valor
medio con respecto al ángulo de disparo α La Fig. 2.6 también indica que este ángulo se mide a partir
del cruce por cero del voltaje de la fuente y se mide en grados, considerando la proporción de que la
duración de un ciclo del voltaje de la fuente corresponde a 360°.

Fig. 2.6 Circuito rectificador de media onda monofásico controlado.

2.3.1

Diodo Volante

Cuando la carga es inductiva es beneficioso colocar un diodo volante en paralelo con la carga y
en la Fig. 2.7 están mostradas las dos opciones. En el circuito de la Fig. 2.7 a) el tiristor no se abre
mientras la corriente por la inductancia no se haga cero. Esto crea un voltaje negativo aplicado a la
carga que acelera la caída de la corriente y por consiguiente la apertura del tiristor. En el circuito de la
Fig. 2.7 b) el voltaje negativo inicial en la carga enciende el diodo, la corriente se cierra por el diodo
volante y el tiristor se abre experimentando un voltaje inverso (en el sentido de conducción). Esta es la
forma como se transfiere conducción entre diodos o tiristores en todos los circuitos CA/CC
monofásicos o trifásicos. Así entonces, en vez de voltaje negativo hay cero volts aplicados a la carga y
la corriente cae más lentamente. Como conclusión, debido a un diodo volante la corriente en una carga
inductiva resulta notablemente más continua.


(a)

(b)

Fig. 2.7 Opciones de circuito con carga inductiva.

2.4 REGULACIÓN DE VOLTAJE EN CIRCUITOS TRIFÁSICOS
Hay básicamente tres esquemas de circuitos trifásicos con regulación de voltaje, los cuales son
mostrados en la Fig. 2.8:
a) Rectificador de media onda
b) Rectificador en puente semicontrolado
c) Rectificador en puente totalmente controlado
La Fig. 2.9 muestra el voltaje resultante en el lado CC en cada uno de los tres casos mencionados.
El ángulo de disparo α es el retardo con el cual los tiristores empiezan a conducir con respecto al inicio
de conducción en el caso de solamente diodos. El ángulo límite para el caso a) es 150° y para los casos
b) y c) es 120°. Nótese que debido al diodo volante la tensión en la carga nunca toma valores negativos
y así la corriente es más continua. En la Fig. 2.8 b) el diodo volante es formado por las mismas ramas
tiristor-diodo.


(a)

(b)

(c)
Fig. 2.8 Circuitos trifásicos con regulación de voltaje.


Fig. 2.9

Voltaje de carga en un rectificador trifásico: a) de media onda, b) en puente
semicontrolado y c) en puente totalmente controlado


La Fig. 2.10 ilustra la forma como un voltaje llega a ser regulado a partir de un circuito con solo
tiristores. El atraso en el disparo de los tiristores en un ángulo α, conlleva a que los pulsos sinusoidales
que conforman el voltaje de salida, también experimenten un desplazamiento α. La Fig. 2.10 también
registra un caso extremo de desplazamiento donde α=180° y el voltaje de salida del rectificador es
completamente negativo. Por supuesto el circuito no debe tener diodo volante por la característica de
este de recortar los voltajes negativos.
El ancho φ de los pulsos sinusoidales depende del tipo de rectificador y el número de pulsos que
están contenidos en 360° define el número de pulsos del rectificador. En los circuitos de las Figs. 2.2,
2.4, 2.5 el ángulo φ respectivo es 180°, 120° y 60° dando origen a rectificadores de 2, 3 y 6 pulsos
respectivamente. Con circuiterías más complejas el ángulo φ puede reducirse a 30°, 20°,15°, 10°, 7.5°
dando origen a rectificadores de 12, 18, 24, 36 y 48 pulsos respectivamente. La Fig. 2.11 muestra la
configuración circuital de un rectificador de 12 pulsos, tanto en conexión serie como en conexión
paralelo. La Fig. 2.12 muestra voltajes y corrientes reales de laboratorio para rectificadores de 36 y 48
pulsos (para referencia se incluye los voltajes y corrientes del rectificador de 12 pulsos). Nótese que el
aumento del número de pulsos del voltaje en el lado CC se acompaña con un aumento similar en el
número de escalones de la corriente en el lado de CA y así se tiende al rectificador ideal (voltaje CC
plano y corriente CA sinusoidal). Esto es válido con carga R-L. Con carga R-C se logra un voltaje más
continuo todavía en el lado CC, sin embargo, la corriente en el lado CA es más distorsionada.

Fig. 2.10 Mecanismo de regulación de voltaje en circuitos con tiristores.


a)

b)
Fig. 2.11 Configuraciones circuitales de un rectificador de 12 pulsos: a) conexión serie b) conexión
paralelo.


(a)

(b)
Fig. 2.12 Voltajes y corrientes experimentales con: a) φ=10°, b) φ=7.5° (Rectificadores de 36
y 48 pulsos respectivamente).

2.5
2.5.1

ALGUNAS APLICACIONES IMPORTANTES
Transmisión en Corriente Continua de Alta Tensión

El esquema circuital es indicado en la Fig. 2.13 a). Rcc es la resistencia de la línea de
transmisión y el retorno de la corriente es realizado por tierra (en un cable submarino el retorno es por
mar). Los convertidores a ambos extremos están dispuestos de tal forma de permitir la circulación de la
corriente Icc en sentido horario. En la Fig. 2.13 b) está representado el circuito equivalente. Se ha
supuesto que los convertidores tienen un ripple mínimo en su voltaje de salida (φ muy pequeño), de tal
forma que ellos pueden ser representados por una batería ideal.
El voltaje en estas baterías es ajustable tanto en magnitud como en sentido, en la medida que α
varía entre 0° y 180°. Las polaridades de Vcca y Vccb se han logrado sobre la base de disparar el
convertidor de la izquierda con α< 90° y el convertidor de la derecha con α>90°. En estas condiciones
de voltaje y corriente la batería de la izquierda entrega potencia, la línea disipa potencia y la batería de
la derecha absorbe potencia. En el sistema real esto se traduce en que el sistema de corriente alterna SA
transmite energía al sistema SB. Para que SB por ejemplo reciba mayor energía basta aumentar Vcca. Si
se quiere invertir el flujo de energía, siendo ahora desde SB a SA, el convertidor de la izquierda deberá
trabajar con α>90° y el convertidor de la derecha con α< 90°. Nótese los nombres de rectificador e
inversor en la Fig. 2.13 para denotar que en el primer caso la energía va desde el lado de corriente
alterna al lado de corriente continua y en el otro caso en forma inversa.

(a)

(b)

Fig. 2.13 Circuito y modelo equivalente de un sistema de corriente continua en alta tensión.

2.5.2

Accionamiento de Motores de Corriente Continua

La Fig. 2.14 muestra las componentes básicas de un motor de C.C. de excitación separada.
Existen dos devanados, un devanado fijo en el estator que produce un flujo kφ y un devanado giratorio
en el rotor por donde circula una corriente Ia. El torque que genera el motor depende de kφ e Ia:

T = kφ • Ia

1)


La tensión inducida en el rotor, por efecto de la velocidad del rotor w y el flujo kφ generado por
el devanado del estator es:

E = kφ • w

2)

Se estila hacer kφ constante, a través de fijar la corriente en el devanado del estator. Así
entonces el torque, una variable fundamental en el accionamiento del motor, queda directamente
dependiente de la corriente Ia, tanto en magnitud como en signo. La tensión E por su parte queda
directamente dependiente de la velocidad w, también tanto en magnitud como en signo
La Fig. 2.15 muestra el accionamiento de un motor de corriente continua en los cuatro
cuadrantes, esto significa aceleración y frenado en ambos sentidos de giro. El sistema necesita dos
convertidores con capacidad para trabajar en cualquier región de α (α<90° o α>90°). Los convertidores
son alimentados desde el lado de corriente alterna por una fuente común. En general, el ajuste de los
ángulos α determina la magnitud y polaridad en los voltajes de los convertidores, esto a su vez
determina los sentidos de corriente y torque, lo que finalmente decide las aceleraciones y frenados en
ambos sentidos de giro.

Fig. 2.14 Componentes básicas de un motor de C.C. de excitación separada.


Rectificador
Motor

Fig. 2.15 Operación en cuatro cuadrantes de un motor de CC excitación separada.

2.5.3

Cicloconvertidores

A bajas velocidades y aplicaciones de muy altas potencias, es práctico usar cicloconvertidores
para controlar la velocidad en motores de inducción y sincrónicos. La máxima frecuencia de salida se
limita a un tercio de la frecuencia de red. Un circuito básico de cicloconvertidor y sus formas de onda
principales es mostrado en la Fig. 2.16. Los ángulos de disparo en los dos convertidores de cada fase
son cíclicamente controlados tal de generar un mismo voltaje senoidal a la salida a una frecuencia
prefijada. Este voltaje senoidal, indistintamente con carga R o R-L, a su vez genera una corriente
senoidal con necesidad de circular en ambos sentidos. Así entonces, dependiendo el sentido de la
corriente se elige y entrega pulsos sólo al convertidor que le corresponde conducir.


Fig. 2.16 Circuito y formas de onda básicas de un cicloconvertidor trifásico.


CAPITULO

5
CONVERTIDORES CC/CA
(INVERSORES)
5.1 INTRODUCCION

Los inversores estáticos son circuitos que generan una tensión o intensidad alterna a partir de
una fuente de continua.
La aparición de los transistores de potencia y otros interruptores de estado sólido ha facilitado
enormemente la solución de esta función, promoviendo la proliferación de diversos circuitos con muy
buenas características que hubieran sido de difícil realización mediante las técnicas clásicas.
En muchas ocasiones estos dispositivos se utilizan para aplicaciones que exigen baja distorsión
o bajo contenido armónico en la forma de onda de salida, junto con una gran estabilidad de tensión y
frecuencia. La disminución de distorsión se logra con procedimientos adecuados de disparo y con la
colocación de filtros especiales a la salida del inversor. En cuanto a la estabilidad y regulación de la
tensión y frecuencia se logra mediante el funcionamiento en lazo cerrado del sistema de control.
Los inversores tienen múltiples aplicaciones, entre las cuales podemos destacar las fuentes
ininterrumpibles de alimentación (UPS), que se emplean para la alimentación de sistemas
computacionales y de comunicaciones, sistemas de control, etc. Otras aplicaciones de los inversores es
el control de motores de C.A., instalaciones de energía solar fotovoltaica y muchas otras más.

5.2

INVERSORES MONOFÁSICOS

Para conseguir una corriente alterna partiendo de una corriente continua necesitamos un
conjunto de interruptores que puedan ser conectados y desconectados a una determinada carga de
manera que la salida sea positiva y negativa alternativamente.
Generalmente, cada uno de estos interruptores estará constituido por un transistor (IGBT,
MOSFET, etc.) y un diodo en paralelo para que la corriente pueda circular en los dos sentidos. Los
circuitos más básicos de inversores se muestran en las Figs. 5.1 y 5.2.

Fig. 5.1 Circuito inversor monofásico de medio puente.


Fig.5.2 Circuito inversor monofásico de puente completo.

El circuito de la Fig. 5.1, tiene el inconveniente de necesitar una fuente con toma intermedia,
mientras que en el circuito de la Fig. 5.2 este problema se ha solventado utilizando cuatro interruptores
los cuales se cierran de a pares; durante el primer semiperíodo se cierran S1 y S4, y durante el segundo
lo hacen S3 y S2.
En el circuito de la Fig. 5.1, considerando la carga R-L, los diodos de D1 y D2 permiten la
circulación libre de la corriente de carga. Lo mismo sucede con el circuito de la Fig. 5.2, solo que los
diodos actúan de a pares. Nótese que si la carga R-L representa un motor de inducción monofásico, la
corriente del motor es altamente no senoidal, produciendo torque pulsatorio y vibraciones en el motor.
Se demostrará que con anchos de pulsos variables (PWM), la corriente tenderá a una perfecta
sinusoide.

5.3

INVERSORES TRIFÁSICOS

El inversor trifásico se utiliza normalmente para los circuitos que necesitan una elevada
potencia a la salida. La Fig. 5.3 muestra el circuito trifásico del inversor y las dos opciones para
conectar la carga trifásica.

Fig. 5.3 Circuito inversor trifásico y las dos opciones de carga trifásica.

5.3.1 Inversor de Seis Escalones
Cada interruptor se enciende y se apaga cada 180º. Desfasando convenientemente las señales de
control de los interruptores en 60º hacemos que conduzcan en cualquier instante tres de ellos. En la
Fig. 5.9 cuando se dispara Q1 el terminal “a” queda conectado al extremo positivo de la fuente de
continua.
Tenemos seis modos de operación durante un ciclo y la duración de cada uno de ellos es de 60º,
siendo la secuencia de disparo de los interruptores: 1,2,3 - 2,3,4 - 3,4,5 - 4,5,6 - 5,6,1 - 6,1,2. Las
señales de control aplicadas se muestran en la Fig. 5.4.


Fig. 5.4 Señales de control de los interruptores y tensiones de salida entre fases.

Consideremos la carga conectada en estrella, mostrada en la Fig. 5.3, y deduzcamos las
tensiones fase-neutro Van, Vbn y Vcn. Consideraremos carga resistiva pura dado que las tensiones
dependen del orden de conmutación de los interruptores y no del tipo de carga.
Fig. 5.5 muestra las tres topologías o modos de operación en los primeros 180° de
funcionamiento (0 < wt > π).

a

b

R

i 1 (t)

n

c

R

n

c

R

VS

VS
b

MODO 1

R

i 3 (t)

n

R

b

VS

i 2(t) a

R

a

R

c

R
MODO 2

R
MODO 3

Fig. 5.5 Circuitos equivalentes.


2V
S

Van (t)

180º

360º

3

t
Vbn (t)

VS
3

VS

t
Vcn (t)

3

t

2V
S
3

Fig. 5.6 Tensiones fase neutro con carga en estrella.
5.4

MODULACIÓN PWM SENOIDAL

Un requerimiento muy común de los inversores prácticos es la posibilidad de variar el valor
eficaz de la tensión de salida, de tal forma que el cuociente V/f sea constante. Esto define flujo
constante y evita la saturación en el motor. El torque del motor también resulta constante.
Las soluciones clásicas para este último problema se pueden agrupar en dos procedimientos:
•

Control de la tensión del rectificador (circuitos de secciones 5.1, 5.2 y 5.3).

•

Control de la tensión en el propio inversor (PWM).

5.4.1 Inversor Monofásico Puente Completo con Pulsos Unipolares
La modulación senoidal es muy usada en aplicaciones industriales y se conoce como
modulación senoidal de ancho de pulso (SPWM).


Fig. 5.7 Inversor monofásico con pulsos unipolares.
Las señales de puerta se obtienen por comparación entre las citadas señales senoidales (señales
de referencia) y una señal triangular (señal portadora). La frecuencia de la señal de referencia fr
determina la frecuencia “f” de la tensión de salida y su amplitud Ar controla el índice de modulación M
y por consiguiente la tensión eficaz de salida Vo(RMS). El número de pulsos por semiciclo depende de la
frecuencia de la señal portadora como se puede observar en la Fig. 5.7.

5.4.2 Inversor Monofásico Puente Completo con Pulsos Bipolares

l
Fig. 5.8 Inversor monofásico con pulsos bipolares.

La Fig. 5.8 muestra la tensión y corriente resultante en la carga monofásica R-L, cuando los
interruptores S1, S2, S3 y S4 son conmutados de a pares.
5.4.3 Inversor Trifásico Puente Completo con Pulsos Unipolares
Las Figs. 5.9 a 5.12 muestran respectivamente la topología y formas de onda de voltaje y
corriente típicas para el inversor trifásico. Nótese en la Fig. 5.11 la corriente notablemente senoidal
que alimenta una fase del motor. También en la Fig. 5.12, que el voltaje efectivo aplicado al motor
disminuye a medida que la frecuencia disminuye (V/f = constante), para así evitar problemas de
saturación en el motor.

Fig. 5.9 Configuración circuital del inversor trifásico.


Fig. 5.10 Señales de control y voltaje de salida.


Fig. 5.11 Tensión y corriente por cada fase del motor.
.


Fig. 5.12 Variación de voltaje y frecuencia en el motor.


CAPITULO

4
CONVERTIDORES CA/CA
Los convertidores CA/CA, al igual que un transformador reductor de corriente alterna, reducen
la tensión de entrada sin cambiar la frecuencia. La versión monofásica de este convertidor es muy
popular en el hogar para control lumínico, térmico y de velocidad en ventiladores. La versión trifásica
es muy común en la industria para controlar la corriente de partida en motores de inducción.
4.1 DIFERENTES TOPOLOGIAS PARA CONVERTIDORES CA/CA
4.1.1 Convertidores CA/CA Monofásicos
En la Fig. 4.1 se presentan diferentes topologías para convertidores CA/CA monofásicos.

(a)

(b)

(c)

(d)

Fig. 4.1 Diferentes topologías para convertidores CA/CA monofásicos.


Todas las configuraciones en la Fig. 4.1 son equivalentes excepto la configuración a), donde
solamente se puede reducir el ciclo positivo de la tensión, luego la reducción de potencia alcanza solo
hasta un 50%. Por otra parte la idea de la configuración d) es solo simplificar el circuito de control al
tener los dos tiristores el cátodo común.

4.1.1.1 Conexión antiparalela de tiristores
La Fig. 4.2 muestra la topología de esta configuración y la Fig. 4.3 muestra la tensión resultante
en la carga para diferentes ángulos de disparo de los tiristores.

Fig. 4.2 Conexión de tiristores en antiparalelo.

Fig. 4.3 Mecanismo de regulación del voltaje efectivo a la carga.


4.1.2 Convertidores CA/CA Trifásicos
En la Fig. 4.4 se presenta el convertidor CA/CA trifásico alimentando un motor de inducción en
conexión estrella y delta.

Fig. 4.4 Convertidor CA/CA trifásico con diferentes conexiones del motor.
A pesar de que existen más topologías, la configuración de seis tiristores mostrada en la Fig. 4.4
es la generalmente aceptada para controlar tensión y corriente durante el arranque de los motores de
inducción jaula de ardilla. En las secciones siguientes se analizarán los fundamentos del problema de
partida de este tipo de motores.

4.2 EL PROBLEMA DE ARRANQUE DEL MOTOR DE INDUCCIÓN
Las características del arranque del motor de inducción pueden entenderse analizando el circuito
equivalente completo de una fase del motor, el cual es mostrado en la Fig. 4.5. Claramente el motor se
comporta como un transformador alimentando en el secundario una resistencia de carga. El modelo
eléctrico monofásico del motor es tal que la potencia disipada en esta resistencia de carga está
relacionada con la potencia que alimenta la carga mecánica (la potencia mecánica total es tres veces la
potencia que entrega el modelo monofásico).
En el arranque hay torque pero no hay velocidad, luego la potencia que alimenta la carga
mecánica es cero (la potencia es el producto del torque por la velocidad). Esta ausencia de potencia en


el arranque se modela haciendo la resistencia de carga igual a cero y así el motor de inducción en el
arranque se comporta como un transformador con el secundario en cortocircuito. Se esperan grandes
corrientes cuando el motor es alimentado a plena tensión y surge la opción de regular esta tensión para
así regular la corriente como se verá en secciones posteriores. Las Figs. 4.6 y 4.7 muestran curvas de
torque y corriente versus velocidad en motores de inducción jaula de ardilla cuando son alimentados a
plena tensión.

S=

ns − nr
ns

ns =

120 ⋅ f
p

Fig. 4.5 Circuito equivalente completo de una fase del motor de inducción.


Fig. 4.6 Curva de torque vs velocidad.

Fig. 4.7 Curva de corriente vs velocidad.

4.2.1 Arranque con Plena Tensión
Considerando las curvas mostradas en las Figs. 4.6 y 4.7, el arranque con plena tensión del
motor presenta los siguientes problemas:
•

El primer problema es la gran cantidad de torque en exceso disponible, pudiendo sobrepasar
largamente el torque que la carga requiere como muestra la Fig. 4.6. Este exceso de torque puede
causar problemas mecánicos, deslizamiento de correas y tensión en componentes de la transmisión.
En el caso de bombas controladas por el motor, esto puede causar golpes de agua en cañerías. En
general, el arranque con plena tensión del motor es esencialmente un arranque descontrolado.

•

El segundo problema es la gran corriente de arranque tomada por el motor, como está ilustrado en
la Fig. 4.7. Esta corriente de arranque es típicamente, en el instante del arranque, seis veces la
corriente nominal del motor. Esto es porque en el arranque, el motor se comporta como un
transformador con el secundario en cortocircuito. Esta alta corriente puede causar caídas de tensión
considerables en redes suministradoras de baja capacidad, y requiere el dimensionamiento
adecuado de los contactores y fusibles del motor de inducción. Las autoridades de distribución
eléctrica local recomiendan a sus usuarios un control de dicha corriente.

•

El tercer problema es el calentamiento adicional en el motor. El sobrecalentamiento del rotor puede
convertirse en severo con repetidos arranques, o con torques o inercias de carga alta, y puede causar
problemas en el rotor.


4.2.2 Efecto del Arranque a Tensión Reducida
Claramente entonces, pareciera que la solución pasa por alimentar el motor con tensión
reducida. Sin embargo, debe considerarse que el torque del motor es proporcional al cuadrado de la
tensión (ver por favor Fig. 4.8). Es decir, si la tensión de entrada al motor es reducida al 71%, entonces
el torque es reducido al 50% (0.71 x 0.71). Corriente y tensión se reducen en la misma proporción, es
decir, en este ejemplo la corriente de arranque también es reducida al 71%.
Cualquier técnica de arranque con tensión reducida causará que el motor opere con bajo torque
de arranque, luego dependiendo de la condición de carga el motor puede no ser capaz de salir del
reposo.

Fig. 4.8 Curvas de torque vs velocidad como función de la tensión.

Un accionamiento de frecuencia variable es una forma más efectiva de arrancar un motor de
inducción. Debido a que el accionamiento incrementa la frecuencia en forma controlado, hay también
un control continuo sobre las variables de torque, velocidad y corriente. El sistema además tiene la
ventaja de que su velocidad puede ser variada continuamente. La principal desventaja es el alto costo
inicial de este accionamiento.

4.2.3 Métodos de Arranque a Tensión Reducida
Todos los métodos de arranque a tensión reducida discutidos en esta sección reducen la tensión
aplicada al estator del motor, pero no alteran la frecuencia. Como consecuencia, el torque de arranque
del motor es reducido.


4.2.3.1 Método de arranque estrella – triángulo
Este método puede ser usado en motores en los cuales se tiene acceso a los seis terminales del
motor. Bajo funcionamiento normal, estos bobinados son conectados en triángulo, pero en el arranque
son conectados en estrella. Esto reduce las tensiones y las corrientes de los bobinados a un 58%, y el
torque de arranque a un 33%.
Este método requiere un par de contactores, y un relé temporizador si el arranque va a ser
automático. Durante la transición de estrella a triángulo, el motor es desconectado momentáneamente,
causando así una pérdida de torque temporal, y un máximo de corriente en la reconexión. Esto es
mostrado en la Fig. 4.9.

Fig. 4.9 Características del arranque usando un arrancador estrella-triángulo.

4.2.3.2 Autotransformador
Un arrancador a autotransformador alimenta al motor desde un autotransformador de varias
etapas. Cuando el motor es primeramente arrancado, es conectado a una etapa que le suministra tensión
reducida. A medida que la velocidad del motor se incrementa, las etapas son conmutadas para
incrementar la tensión del motor, hasta que en la velocidad total el motor recibe 100% de voltaje.
Típicamente, hay dos o tres etapas. Cada etapa requiere un contactor enclavado, el cual necesitará ser
controlado por una secuencia de tiempos para un arranque automático. Este método desconecta
momentáneamente el motor entre cada etapa, causando así máximos de corriente y pérdidas
momentáneas de torque. Una ventaja de este método es que, por la acción del transformador, la
corriente de línea es reducida durante el arranque.


4.2.3.3 Arranque con resistencia en serie
Este método usa algún tipo de resistencia en serie con la alimentación en el arranque. A medida
que el motor aumenta la velocidad, la resistencia es reducida y finalmente cortocircuitada. Un tipo de
arrancador en uso común es el “Arrancador de Resistencia Líquida”, el cual usa láminas conductivas
suspendidas en cubos de carbonato de sodio como elementos resistivos. Este método no da un muy
buen control de la tensión en los terminales del motor, y es muy ineficiente debido a la alta pérdida
calórica en la resistencia durante el arranque.

4.2.3.4 Arrancador Electrónico de Tensión Reducida
En su forma más común, un arrancador electrónico de tensión reducida consiste en tres pares de
SCRs conectados en antiparalelo y en serie con las tres líneas de entrada del motor. Mediante el retardo
adecuado del disparo de los SCRs se puede reducir la tensión aplicada al motor. Un estudio más
completo del arrancador es realizado en la siguiente sección.

4.3 ARRANCADOR ELECTRÓNICO PARA MOTORES DE INDUCCION
Este arrancador consiste básicamente en un convertidor estático CA/CA generalmente
tiristorizado, que permite el arranque de motores de inducción con aplicación progresiva de tensión,
con la consiguiente limitación de corriente y par de arranque. El arrancador puede dividirse en dos
partes bien concretas y definidas, como son el circuito de potencia y el circuito de control.
Al poner en servicio el equipo, los tiristores regulan la corriente que alimenta al motor, la cual
irá progresivamente aumentando hasta alcanzar el valor nominal.
La fase de parada del motor también se puede hacer con una reducción progresiva de la tensión,
de tal manera que a un 60% aproximadamente de la tensión nominal se procede al paro del motor.
Generalmente el arranque de un motor con arrancador estático no se inicia con cero tensión,
sino que se parte de un valor mínimo de aproximadamente el 33% del valor nominal o de otro mayor,
según el tipo de motor y las condiciones de carga inicial.
Este tipo de arranque ofrece una serie de ventajas, algunas de las cuales se citan a continuación:
•
•
•
•
•
•

No tiene elementos móviles.
Permite arranques suaves, sin transiciones o saltos.
Limitación de la corriente de arranque.
Posibilidad de ajustar en tiempo la rampa de aceleración y detención del motor.
Ahorrar energía cuando el motor funciona parcialmente cargado, con acción directa sobre el
factor de potencia (cos φ).
Detectar y controlar la falta de fase a la entrada y salida del equipo.


•
•
•
•

Control directo por autómata o microprocesador sobre el arranque y marcha del motor.
Mejor rendimiento del motor.
El equipo no tiene limitación en cuanto al número de arranques, como sucede con la vida de los
contactores.
En régimen permanente un interruptor mecánico deja fuera de servicio el arrancador conectando el
motor directamente a la línea.

La Fig. 4.10 muestra la configuración del circuito de un arrancador electrónico de tensión
reducida. Este arrancador tiene tres pares de SCRs conectados en antiparalelo, un par en cada línea. Los
pulsos de control son dirigidos a cada uno de los seis SCRs por un transformador de pulsos u optoacoplador, para dar aislación galvánica entre la electrónica de control y los circuitos de potencia.

Fig. 4.10 Configuración del circuito de un arrancador electrónico de tensión reducida.
Como lo indica la Fig. 4.10, los arrancadores de tensión reducida más sofisticados miden el
flujo de corriente del motor, y pueden controlar esta corriente y proveer al motor de protección contra
sobrecarga térmica. Los fusibles de entrada son provistos para proteger a los SCRs y al motor contra
sobrecargas y cortocircuitos.


4.3.1 Arranque con Rampa de Tensión y Límite de Corriente
El arranque con rampa de tensión es un método de arranque que aplica al motor un incremento
de tensión constante.
Como muestra la Fig. 4.11 (a), la tensión de salida del arrancador es incrementada de 0 a 100%
en cuatro segundos. Sin embargo debería notarse que por la inercia propia del motor el incremento de
velocidad no sigue al incremento de voltaje. La rampa de tiempo es ajustable por el usuario.
Normalmente es aplicado un nivel de “Volts de Arranque”, también ajustable por el usuario.
Esto causa que la rampa arranque desde un nivel preestablecido, y suba desde ahí. En el ejemplo de la
Fig. 4.11(b), este nivel de “Volts de Arranque” es regulado a 40%. Esto asegura que el motor empiece a
girar inmediatamente en el arranque, pero con bajo torque.

Fig. 4.11 Rampa de tensión de arranque de un arrancador electrónico de tensión reducida.

El arranque con límite de corriente es un método de arranque que sólo está disponible en los
arrancadores de tensión reducida con monitoreo de corriente. La máxima corriente de arranque
requerida es preestablecida por el usuario. Una vez iniciado el arranque, la tensión aumentará según
una rampa preestablecidapulsos sinusoidales hasta que la corriente del motor alcance el nivel deseado. En
ese punto, la rampa de tensión de salida es automáticamente ajustada para mantener la corriente de
arranque en este nivel o por debajo de él.
Este método es adecuado si la máxima corriente de arranque va a ser limitada, por ejemplo,
debido a la capacidad de la red. También es un buen método para el arranque de cargas altamente
inerciales, que son cargadas sólo cuando alcanzan velocidad total, por ejemplo ventiladores, hojas de
sierra, etc.


Fig. 4.12 Arranque del motor con corriente limitada.

En la Fig. 4.12(a), ha sido regulado un límite de corriente de 400% de la corriente nominal, y la
carga se acelera a velocidad total exitosamente. Sin embargo, en la Fig. 4.12(b), el límite de corriente
ha sido regulado a 200% y en un punto del ciclo de arranque, el torque requerido por la carga excede el
torque disponible del motor. El motor no acelerará más allá de este punto y entrará en un
“atascamiento”.
El motor continuará tomando el doble de la corriente nominal, y tendrá un enfriamiento
reducido debido a su velocidad reducida. Así, el motor se sobrecalentará muy rápidamente. Esto ilustra
el peligro de regular el nivel de límite de corriente muy bajo.


TABLA 4.1 COMPARACIÓN ENTRE LOS DIVERSOS SISTEMAS DE ARRANQUE ESTUDIADOS

Directo

EstrellaTriángulo

Resistencias
estatóricas

Resistencias
rotóricas

Autotransformador

Arrancadores
estáticos

Corriente de
arranque

4 a 8 In

1,3 a 1,65 In

4,5 In

3,25 In

1,7 a 4 In

≈ 0,5 In

Torque de
arranque

0,6 a 1,5 Tn

0,2 a 0,5 Tn

0,3 a 0,5 Tn

0,5 Tn

0,3 a 0,64 Tn

0,64 Tn

Escalones de
arranque

1

2

3o2

4, 3 o 2

2

Progresivo

Nº de hilos al
motor

3

6

3

6

3

3

No

Sí

No

No

No

No

Duración media
del arranque

2 a 3 segundos

3 a 7 segundos

7 a 12
segundos

3 tiempos 2seg
4 tiempos 5seg

7 a 12
segundos

Ventajas

- Económico.
- Robusto.
- Arrancador
simple.
- Buen par de
arranque

- Económico.
- Robusto.
- Arrancador
relativamente
barato.

-Económico.
-Robusto.
-Posibilidad de
regulación de
los valores de
arranque.

-Muy buena
relación
par/corriente.
-Posibilidad de
regulación de
los valores de
arranque.

-Robusto.
-Posibilidad de
regulación de
los valores de
arranque.

Inconvenientes

-Punta de
intensidad
elevada.
-No permite
arranque
suave ni
progresivo.

-Par pequeño
en el arranque
-Corte de
alimentación.
-Motor
bobinado en
triángulo para
Un.

-Pequeña
reducción de
la punta de
arranque.
-Necesita
resistencias.

-Motor de
anillos más
costoso.
-Necesita
resistencias.

-Necesita un
autotransformador costoso

Aplicaciones
típicas

-Pequeñas
máquinas
arrancando a
plena carga.

-Máquinas
arrancando en
vacío.
-Ventiladores
y bombas
centrífugas de
pequeña
potencia.

-Máquinas de
fuerte inercia
sin problemas
particulares
de par y de
intensidad en
el arranque.

-Máquinas de
arranque en
carga, de
arranque
progresivo,
etc...

-Máquinas de
gran potencia
o de fuerte
inercia en los
casos donde la
reducción de
la punta de
corriente es un
criterio
importante.

Cortes de
corriente en el
arranque

-Sin elementos
móviles.
-Arranques
suaves.
-Mejor
rendimiento
del motor.

-Máquinas de
arranque
progresivo.
-Actualmente
tienden a
sustituir al
resto de
métodos de
arranque
convencionales


CAPITULO

3
CONVERTIDORES CC/CC
(CHOPPERS)
La conversión de corriente continua a corriente continua (CC/CC) tiene una importancia capital,
ya que la gran mayoría de los equipos electrónicos e informáticos, tanto de uso doméstico como
industrial, precisan de una alimentación de tensión continua. A menudo ésta debe obtenerse a partir de
la red, siendo necesario realizar previamente una conversión CA/CC.
En la actualidad existen dos métodos claramente diferenciados para realizar la conversión CC/CC:
• Los convertidores lineales basados en el empleo de transistores operando en su zona activa.
• Los convertidores conmutados, basados en el empleo de interruptores estáticos trabajando en
operación ON/OFF a muy alta velocidad, regulando de esta forma el flujo de potencia hacia la salida
del convertidor. Estos interruptores estáticos pueden ser, indistintamente, un transistor (BJT, MOSFET,
IGBT) o un tiristor o GTO. El empleo de un dispositivo u otro dependerá de las características y
necesidades de la aplicación a desarrollar.
Debido al gran número de ventajas de los convertidores conmutados sobre los convertidores
lineales, en las siguientes secciones analizaremos sólo los fundamentos y evolución de los
convertidores conmutados. Las aplicaciones de los convertidores CC/CC recaen fundamentalmente
sobre dos campos:
•

Fuentes de Alimentación Conmutadas. Son fuentes de alimentación en las que el regulador en vez
de ser lineal es conmutado, consiguiéndose un importante aumento del rendimiento y una buena
respuesta dinámica.

•

Alimentación de Motores de Corriente Continua. En cuyo caso se requiere tensiones continuas
variables y las potencias a utilizar en este caso pueden ser considerables.

En este capítulo se van a estudiar las diferentes configuraciones básicas de los convertidores
CC/CC que operan en uno o varios cuadrantes.


3.1 FUNDAMENTOS DE LOS CONVERTIDORES CC/CC (CHOPPERS)
3.1.1 Introducción a los Convertidores CC/CC Conmutados
Un convertidor CC/CC es un sistema electrónico cuya misión es transformar un voltaje
continuo en otra de igual carácter pero diferente valor. Se puede encontrar un símil en alterna con los
transformadores y su relación de transformación.
3.2 CONVERTIDOR ELEVADOR (CONVERTIDOR BOOST)
El convertidor de la Fig. 3.1 puede utilizarse para incrementar una tensión continua. En la
Fig.3.2, cuando el interruptor S está cerrado, toda la tensión de la fuente primaria E se aplica sobre la
bobina, por lo tanto VL = E. Debido a que el voltaje medio en la bobina L durante un período debe ser
cero, entonces en el tiempo off del interruptor S, VL = - U. El papel del condensador es mantener un
voltaje constante en la carga cuando el diodo D se abre en el tiempo on. Claramente, Vo es fijado en el
tiempo off, y su valor es Vo = E + U. También se cumplen las siguientes ecuaciones:
0<U <∞
E < Vo < ∞
Por consiguiente el voltaje de salida Vo varía entre E e infinito, y de ahí el carácter de chopper
elevador.

Fig.3.1 Esquema de un convertidor elevador.


a)

b)

Fig.3.2 Convertidor elevador: a) Circuito equivalente para TON.b) Circuito equivalente para TOFF.
3.3 CONVERTIDOR REDUCTOR-ELEVADOR (CONVERTIDOR BUCK-BOOST)
El convertidor de la Fig. 3.3 puede utilizarse tanto para disminuir como incrementar una tensión
continua. En la Fig.3.4, cuando el interruptor S está cerrado, toda la tensión de la fuente primaria E se
aplica sobre la bobina, por lo tanto VL = E. Debido a que el voltaje medio en la bobina L durante un
período debe ser cero, entonces en el tiempo off del interruptor S, VL = - U. El papel del condensador
es mantener un voltaje constante en la carga cuando el diodo D se abre en el tiempo on. Claramente,
Vo es fijado en el tiempo off, y su valor es Vo = U. También se cumple la siguiente ecuación:
0 < U = Vo < ∞
Por consiguiente el voltaje de salida Vo varía entre cero e infinito, y de ahí el carácter de chopper
reductor-elevador.


Fig.3.3 Esquema de un convertidor reductor-elevador.

a)

b)

Fig.3.4 Convertidor reductor-pulsos sinusoidaleselevador: a) Circuito equivalente para TON.b) Circuito
equivalente para TOFF.


3.4 CONVERTIDOR FLYBACK
El esquema básico del convertidor flyback es mostrado en la Fig. 3.5. Este convertidor es
derivado directamente del convertidor reductor-elevador analizado en el punto anterior y es muy
popular debido a la aislación eléctrica entre la fuente de suministro y la carga. Este convertidor es
usado profusamente en fuentes de alimentación conmutadas y en los receptores de televisión con una
razón de vueltas muy alta, para producir un voltaje muy alto, necesario para polarizar la pantalla del
televisor.

Fig. 3.5 Convertidor Flyback.
Cuando el interruptor está cerrado, aumenta la corriente en el devanado primario y el punto (●)
en los devanados primario y secundario es positivo (+), en consecuencia, el diodo se abre impidiéndose
la circulación de corriente en el devanado secundario. Cuando el interruptor se abre, la energía
almacenada en el núcleo causa que una corriente circule en el secundario entrando por punto y a través
del diodo. En estas condiciones la carga es alimentada en forma similar al convertidor reductorelevador visto en la sección anterior.

3.5

ACELERACION Y FRENADO DE MOTORES DE CC

3.5.1 Sentido de Giro Unico
Supongamos que estamos controlando un pequeño motor eléctrico con sentido de giro único
utilizando un convertidor reductor, con el cual es posible variar su velocidad de giro. Para el frenado,
utilizaríamos en principio componentes auxiliares para realizar un frenado dinámico, en el que la
energía cinética del motor se disipa en forma de calor en una resistencia.
Sin embargo, con este tipo de frenado se desperdicia energía, por lo que, si queremos mejorar el
rendimiento, debemos implementar un circuito que permita un frenado regenerativo del motor. Este
frenado consiste en recuperar una parte de la energía mecánica del motor devolviéndola hacia la fuente
de alimentación, y se consigue haciendo que el motor, actuando como un generador, fuerce una
corriente hacia la batería. En la Fig. 3.6 se muestra el esquema de dicho convertidor.


Fig. 3.6 Esquema para aceleración y frenado del motor.
En el esquema de la Fig. 3.6, VS es la tensión de la fuente suministradora y E es la tensión
inducida en el motor. La tensión E nunca cambia de polaridad, indicándonos que la velocidad del motor
es en un solo sentido de giro. En este convertidor la corriente en la carga i puede ser positiva o
negativa. Positiva para acelerar y negativa para frenar. El circuito no es más que una combinación de
un convertidor reductor y un convertidor elevador. El interruptor S1 y el diodo D1 operan como
convertidor reductor, mientras que S2 y D2 lo hacen como convertidor elevador.
Claramente en el circuito de la Fig. 3.7, la pulsación de S1, junto con D1, permite una corriente i
positiva hacia el motor. También, en Fig.3.8, la pulsación de S2, junto con D2, permite una corriente i
negativa hacia la fuente. La magnitud de la aceleración o frenado depende de la magnitud de la
corriente por el motor, lo que se regula con los tiempos tON y tOFF de los interruptores S1 y S2. Nótese
que las corrientes aumentan en proporción a tON y las corrientes disminuyen en proporción a tOFF.


Fig.3.7 Corriente i positiva hacia el motor.

Fig.3.8 Corriente i negativa hacia la fuente.


3.5.2 Ambos Sentidos de Giro
Para aplicaciones en que se precise tracción y frenado regenerativo en los dos sentidos de giro
es necesario el empleo de la configuración mostrada en la Fig. 3.9. Este convertidor es llamado de
cuatro cuadrantes porque la corriente y voltaje del motor tienen las cuatro posibles combinaciones de
signo, lo cual es esquematizado en la Fig. 3.10.

Fig.3.9 Esquema de un convertidor de cuatro cuadrantes.

Fig. 3.10 Control de un motor de corriente continua en ambos sentidos de giro.
El modo de operación de este convertidor de cuatro cuadrantes es mantener 2 interruptores
permanentemente abiertos, un interruptor permanentemente cerrado y el cuarto en estado de
conmutación.


CAPITULO

6
ARMONICOS
6.1 CARGAS NO LINEALES Y ARMÓNICOS
Ningún otro problema que afecta al equipo electrónico de estado sólido ha sido tan ampliamente
discutido como los armónicos y las cargas no lineales que las causan. Los armónicos pueden causar una
variedad de problemas, tales como distorsión de las formas de onda, lecturas impropias de voltaje, y
especialmente sobrecalentamiento en el conductor neutro del sistema. El tema, sin embargo, es
pobremente conocido por aquellos que deben aplicar las medidas correctivas.
6.1.1 El Efecto de las Cargas
Hasta no hace mucho, casi todas las cargas eran lineales, y las que no, eran una pequeña porción
del total, luego no tenían implicancia en la operación del sistema. Luego vino la revolución de la
electrónica de potencia y junto con ello una proliferación de cargas tales como computadores, fuentes
de poder ininterrumpidas (UPS), controladores de velocidad variable para motores, fuentes
conmutadas, etc. Estas cargas electrónicas son en su mayor parte no lineales, y se han convertido en un
factor lo suficientemente grande para tener serias consecuencias en los sistemas de distribución.
Los motores, la iluminación incandescente y las cargas de calefacción son lineales en
naturaleza. Esto es, voltaje y corriente son ambos senoidales y proporcionales. Como se ve en la Fig.
6.1, cuando la carga es lineal la corriente se incrementa proporcionalmente al incremento del voltaje y
disminuye proporcionalmente a la disminución del voltaje.

Fig. 6.1 Relación corriente-voltaje en cargas lineales.


En estos circuitos lineales la corriente está en fase con el voltaje para un circuito resistivo, luego
el factor de potencia (FP) es unitario. La corriente atrasa al voltaje un ángulo φL para el circuito
inductivo (el FP es comúnmente entre 0.80 y 0.95), y adelanta al voltaje un ángulo φC en un circuito
capacitivo. En cada caso, esta corriente es siempre proporcional al voltaje, es decir, para un voltaje
senoidal la corriente es también senoidal.
Las cargas no lineales son aquellas en las que la corriente de carga no es proporcional al voltaje
como el caso mostrado en la Fig. 6.2. Las corrientes de las cargas no lineales no son senoidales, y aún
más, la fuente de voltaje puede ser una onda senoidal pura, pero la impedancia asociada a la fuente
junto con las corrientes armónicas implicarán distorsión de voltaje en el punto de consumo.
La electrónica de estado sólido está basada en el uso de semiconductores. En estos materiales la
relación voltaje-corriente no es una línea recta y como se muestra en la Fig. 6.3 esta relación está
representada por una curva,. En general cada dispositivo de estado sólido va a tener una curva v-i que
es única y diferente a la de otros dispositivos.

Fig. 6.2 Corriente típica de carga no lineal.

Fig. 6.3 Relación voltaje-corriente de un dispositivo semiconductor típico.


Con una fuente suministradora teniendo un voltaje senoidal de 50 Hz casi perfecto, la corriente
mostrará estar distorsionada significativamente. Un análisis matemático de estas ondas distorsionadas,
sin embargo, muestra que ellas están compuestas de una onda senoidal fundamental, además de otras
ondas con una frecuencia que es un múltiplo entero de la frecuencia fundamental. Por ejemplo: una
onda fundamental de 50 Hz, una onda de 150 Hz y otra de 250 Hz cuando se suman juntas resulta en un
tipo de onda distorsionada específica. Estos múltiplos de la frecuencia fundamental han sido llamados
"armónicos".
6.1.2 Armónicos
Cualquier forma de onda puede ser reproducida exactamente al sumar juntas una serie de ondas
seno de frecuencia, amplitud y sincronización particular, aunque requerirá de un número infinito de las
mismas. En la Fig. 6.4 se muestra como los armónicos se combinan con la fundamental para formar
formas de onda distorsionadas. Mientras más de estos armónicos están presentes, más se apartará la
corriente de una onda senoidal pura. La cantidad de distorsión está determinada por la frecuencia y la
amplitud de las corrientes armónicas.

Fig. 6.4 Descomposición de ondas distorsionadas.

6.1.3 Distorsión de la Onda de Voltaje
Las cargas no lineales tales como los inversores, los rectificadores, fuentes de poder CC,
controladores de frecuencia variable y ballast electrónicos para iluminación, son fuentes de armónicos
en los sistemas eléctricos que alimentan estas cargas. Estos son armónicos específicos asociados con
cada equipo. Los fabricantes de equipos pueden usualmente proporcionar información del orden y de la
magnitud de los armónicos generados por su equipo. Sin embargo, dependiendo del diseño del equipo
específico, las armónicas podrán variar en frecuencia y magnitud al ocurrir cambios en la carga del


equipo. La Tabla 6.1 es un resumen de las magnitudes y orden de armónicos que han sido encontrados
con ciertas cargas.
Nótese el siguiente fenómeno, formas de onda de corrientes distorsionadas causan formas de
onda de voltaje distorsionado en un sistema de distribución eléctrico. Cada armónico de corriente
causará una caída de voltaje del mismo orden armónico, cuando fluya hacia una impedancia particular.
Por ejemplo, una corriente de 5to armónico producirá un voltaje de 5to armónico, una corriente de 7mo
armónico producirá un voltaje de 7mo armónico, etc. Cuando estas caídas de voltaje armónico son
sumadas juntas, el resultado es una onda de voltaje distorsionada que imita la forma de onda de la
corriente.

Orden armónico
Descripción de la carga 1
3
5
Rectificador de 6 pulsos 100 17
Electrónica/computadora 100 56
33
Iluminación/electrónica 100 18
15
Oficina con PC's
100 51
28
Controladores
de 100 1 a 9 1 a 9
frecuencia
variable
(rango)

7
11
2
2
2
11
8
9
4a8

9
5
3
6
3a8

11
5
5
1
1
4
2
4
0a2

13
3
3
0.5
0.5
2
1
2

15
1
0.5
2

Tabla 6.1 Magnitudes y orden de armónicos que han sido encontrados con ciertas cargas.

La Tabla 6.1 muestra corrientes armónicas con magnitudes típicas producidas por varios tipos
de equipo. Los números bajo el orden armónico están expresados en porcentaje de la corriente
fundamental de 50 Hz.

6.1.4 Sobrecalentamiento del Neutro
En un sistema trifásico de 4 conductores, las corrientes de línea fluyen por cada fase y retornan
hacia el neutro común. Las 3 corrientes de fase de 50 Hz están separadas por 120º y para cargas
"lineales" balanceadas trifásicas, ellas son iguales. Cuando retornan por el neutro, se cancelan una con
la otra, sumando cero en todos los puntos. Por consiguiente, para cargas balanceadas trifásicas de 50
Hz, la corriente de neutro es cero.
Para corrientes de 2do armónico separadas por 120º, la cancelación en el neutro es también
completa, resultando en una corriente de neutro cero. Esto es cierto para todos los armónicos pares.


Esta es una de las razones por las que los armónicos pares no se consideran que tengan un efecto
significativo en el equipo eléctrico y en los sistemas de distribución.
Para corrientes de 3er armónico, las tres corrientes de línea están en fase. Así la corriente total de
neutro para 3eros armónicos es de una magnitud tres veces la corriente de línea. Esto es cierto también
para todos los múltiplos impares del 3er armónico (9no, 15to, 21ero, y así sucesivamente). Estas corrientes
están generalmente referidas como "armónicas triples", y son especialmente problemáticas. Es, sin
embargo, el 3er armónico el que tiene el efecto más grande en la provocación de sobrecalentamientos de
neutro. Otros armónicos impares (5to, 7mo, 11ero, 13ero, y así sucesivamente) se suman en el neutro, pero
la corriente de neutro armónica total es algo menos que la suma aritmética de las tres corrientes
armónicas de fase.
6.1.5 Corriente de Línea a la Entrada de un Rectificador
La corriente de línea is a la entrada de un rectificador, se desvía significativamente de una forma de
onda senoidal, tal como se muestra en la Fig. 6.5. La distorsión en la forma de onda de la corriente de
línea puede ser cuantificada como se describe a continuación.

Fig. 6.5 Corriente de línea en un rectificador.
La corriente de línea puede ser expresada en términos de su componente de frecuencia
fundamental is1 (mostrada con líneas punteadas en la Fig. 6.5) más otras componentes armónicas. Si vs
se asume que es puramente senoidal, entonces solamente is1 contribuye al flujo activo potencia, porque
no hay armónicos de voltaje y la potencia armónica depende de ellos
6.2 ARMÓNICOS Y EL FACTOR DE POTENCIA
En relación al triángulo de potencias mostrado en la Fig. 6.6, el ángulo entre los KW y los KVA define
el FP del sistema. Mientras más grande es el ángulo, más pobre es el FP. Inversamente, cuando el
ángulo es demasiado pequeño, el tamaño del sistema de potencia (en KVA) será casi del mismo tamaño
que los KW de trabajo. En este último caso, el FP estará bastante cerca de la unidad (1.0), resultando en
un eficiente manejo de la energía.


Fig. 6.6 Triángulo de potencias en un sistema.
Es usual instalar condensadores para compensar parte o casi toda la demanda de energía
reactiva inductiva. Esto aumenta el FP, permitiendo que el KVA sea menor para la misma cantidad de
trabajo, y añadiendo al sistema una medida de manejo eficiente de la potencia.
Comparando la Fig. 6.7 con el diagrama vectorial del FP de la Fig. 6.6, nótese que un vector
adicional llamado "distorsión" es añadido. También, el diagrama vectorial tradicional del FP es
bidimensional, mientras que el diagrama de la Fig. 6.7 es tridimensional, con el vector de KVA
saliéndose de la página. Este vector incluye la contribución que la distorsión coloca en la capacidad del
sistema.

Fig. 6.7 Triángulo de potencias incluyendo distorsión.

El diagrama vectorial tridimensional muestra que los KVAR y la distorsión son formas de
energía no productoras de trabajo. La suma vectorial de estos dos más los KW productores de trabajo
resultan en un vector de KVA más largo. ¿De donde viene esta distorsión? De las corrientes de alta
frecuencia requeridas por las cargas no lineales.


Para entender el panorama total del FP, entiéndase que ambos los KVAR y la distorsión no son
productores de trabajo. La combinación (adición vectorial) de ambos con los KW, que si produce
trabajo, resulta en un vector de KVA más largo (teniendo una magnitud mayor). En otras palabras,
mientras más grande es la distorsión y el FP de desplazamiento en el sistema, mayor la capacidad
requerida del sistema para darle potencia a una carga específica.

6.2.1 Fuentes Principales de Armónicos
· Las fuentes de poder de las PC's y las estaciones de trabajo
· Las fuentes de poder conmutadas
· Ballast fluorescentes
· Controladores de velocidad variable
· Sistemas de fuentes de poder ininterrumpidas estáticas (UPS's)
· Rectificadores
· Filtros

6.2.2 Guías Generales Para Superar Problemas de Armónicos
Algunas prácticas recomendadas para instalaciones con una carga no lineal significativa son:
· Utilización de medidores de valores efectivos verdaderos ("true rms") para la medición de la
corriente de carga.
· Los instrumentos de medición deben tener un ancho de banda lo suficientemente amplio para
proporcionar lecturas precisas, tomando en consideración la frecuencia fundamental y el contenido
armónico de los parámetros que están siendo medidos.
· Utilizar un neutro separado para las cargas monofásicas conectadas a diferentes fases.
· Cuando es inevitable utilizar un solo conductor neutro para las cargas conectadas en diferentes fases,
se recomienda calcular este conductor con una capacidad de al menos 1.73 veces la capacidad de los
conductores de fase.
· Si no es posible instalar un neutro de mayor capacidad (digamos que es una instalación ya realizada),
se recomienda utiliza una protección de sobrecorriente que desconecte el circuito principal cuando
detecte que el neutro este sobrecargado. Esto simplemente evitará mayores consecuencias, aunque no
resolverá el problema.


· Seleccione un transformador trifásico con baja impedancia interna, preferiblemente en el rango del
3% al 5%, y siempre en conexión delta para el primario y en estrella para el secundario. Es preferible
un transformador trifásico que un banco monofásico o que cualquier arreglo de delta abierta. Los
arreglos de delta abierta no proveen un camino de baja impedancia para las corrientes de tercera
armónica que proveen los transformadores con el devanado en delta completo.
·
Como una alternativa para el reemplazo del transformador principal, pueden instalarse
transformadores más pequeños en delta-estrella específicamente para las cargas no lineales localizadas
6.3

OPTIMIZACIÓN DE LA INTERFAZ DE LA RED CON SISTEMAS ELECTRÓNICOS
DE POTENCIA

6.3.1 Introducción
La Fig. 6.8 muestra el impacto de una carga electrónica de potencia sobre el voltaje V, luego
sobre la calidad de la energía recibida por las otras cargas. Además de la distorsión de la forma de onda
de voltaje, algunos otros problemas debido a las corrientes armónicas son los siguientes: calentamiento
adicional y posibles sobrevoltajes (debido a condiciones resonantes) en el equipo de transmisión y
distribución de la red, errores en la medición y funcionamiento incorrecto de las protecciones del
sistema de suministro, interferencia con las señales de comunicación y control, y así sucesivamente.
Además de estos problemas, los convertidores de fase controlados causan muescas en la forma de onda
de voltaje del sistema de suministro y muchos extraen potencia a un factor de potencia de
desplazamiento muy bajo, lo cual resulta en un factor de potencia de operación muy pobre.

Fig. 6.8 Impacto de una carga electrónica de potencia.

6.3.2 Interfaz del Sistema de Suministro
La discusión en cuestión muestra que la proliferación de cargas electrónicas de potencia tiene el
potencial para un significativo impacto negativo en los sistemas de suministro, así como también en sus
clientes. Un acercamiento para minimizar este impacto es filtrar las corrientes armónicas y la
interferencia electromagnética producida por las cargas electrónicas de potencia. Una mejor alternativa,
pese a un pequeño incremento en el costo inicial, podrá ser el diseñar el equipo electrónico de potencia
para que las corrientes armónicas y la EMI (interferencia electromagnética) sean prevenidas o
minimizadas de ser generadas, en primer lugar.


6.3.3 Generación de Corrientes Armónicas
En la mayor parte del equipo electrónico de potencia, tales como las fuentes de poder
conmutadas, las fuentes de poder ininterrumpidas (UPS) y los controladores de motores CA y CC, se
utilizan convertidores CA/CC como interfaz con la red de suministro. Comúnmente, un puente
rectificador de diodos, como se muestra en la Fig. 6.9, es utilizado. La salida del rectificador es un
voltaje cuya magnitud promedio Vd es no controlada. Un condensador grande es utilizado a la salida
del rectificador para reducir el rizo en el voltaje vd. El flujo de potencia es siempre desde la red de
suministro al lado CC.

Fig. 6.9 Carga no lineal típica en una red de potencia.
6.3.4 Estándares Armónicos y Prácticas Recomendadas
En vista de la proliferación de equipos electrónicos de potencia conectados a la red de
suministro, varias agencias nacionales e internacionales han estado considerando límites en la
inyección de corrientes armónicas para mantener una buena calidad de energía. Como consecuencia,
varios estándares han sido establecidos que especifican los límites en las magnitudes de las corrientes
armónicas y distorsión armónica del voltaje a varias frecuencias armónicas. Algunas de estos son:
1. EN 50 006, "La limitación de Disturbios en Redes de Suministro de Electricidad causados por
Artefactos Domésticos y Similares equipados con Dispositivos Electrónicos". Estándar Europeo
preparado por Comité Européen de Normalisation Electrotechnique, CENELEC.
2. IEC Norm 555-3, preparado por la Comisión Eléctrica Internacional.
3. Estándares de Alemania Occidental VDE 0838 para artefactos caseros, VDE 0160 para
convertidores y VDE 0712 para ballast de lámparas fluorescentes.
4. Guía de la IEEE para Control Armónico y Compensación Reactiva de Convertidores de Potencia
Estática, ANSI/IEEE Std. 519-1981, el cual espera ser revisado.
Los estándares CENELEC, IEC y VDE especifican los límites en los voltajes (como un
porcentaje del voltaje nominal) a varias frecuencias armónicas de la frecuencia de la distribuidora,
cuando las corrientes armónicas generadas por un equipo son inyectadas en una red cuyas impedancias
están especificadas.


En el IEEE-519 revisado, el cual contendrá prácticas recomendadas y requisitos para el control
armónico en sistemas eléctricos de potencia, la presente propuesta es para especificar los requisitos en
el usuario así como también en la distribuidora. La Tabla 6.2 lista los límites en las corrientes
armónicas que un usuario de equipo electrónico de potencia y otras cargas no lineales le es permitido
inyectar al sistema de suministro. La Tabla 6.3 lista la calidad de voltaje que la red de suministro debe
abastecer al usuario. Un sistema de suministro estará en la capacidad de abastecer el voltaje como se
lista en la Tabla 6.3, siempre que las corrientes armónicas inyectadas por los usuarios en un
alimentador de distribución estén limitadas de acuerdo con la Tabla 6.2. Las Tablas 6.2 y 6.3 son bien
extensas en su alcance y se aplican a amplios rangos de voltaje y potencia. Ellas están dirigidas
principalmente a los sistemas trifásicos, pero también pueden ser usadas como una guía para limitar la
distorsión en sistemas monofásicos.
Tabla 6.2
Distorsión armónica de la corriente (Ih/I1) en %: Limites de corrientes armónicas para cargas no
lineales conectadas a una red pública en el punto de acoplamiento común (PAC) con otras cargas a
voltajes de 2.4 a 69 kV.
ISC/I1

Orden Armónico Impar h
h < 11
11 < h < 17 17 < h < 23 23 < h < 35 35 < h

< 20
20-50
50-00
100-1000
> 1000

4.0
7.0
10.0
12.0
15.0

2.0
3.5
4.5
5.5
7.0

1.5
2.5
4.0
5.0
6.0

0.6
1.0
1.5
2.0
2.5

0.3
0.5
0.7
1.0
1.4

Distorsión
Armónica
Total
5.0
8.0
12.0
15.0
20.0

NOTAS 1. ISC es la máxima corriente de corto circuito en el PAC.
2. I1 es la corriente de carga máxima a la frecuencia fundamental en el PAC.
3. Los armónicos pares están limitados al 25% del límite de los armónicos impares
arriba mostrados
Tabla 6.3
Limites en el Voltaje Armónico (Vh/V1) en % para los Productores de Potencia (Distribuidoras Públicas
o Cogeneradores).
2.3-69 kV
Máximo para armónicos individuales 3.0
Distorsión Armónica Total (THD)
5.0

69-138 kV
1.5
2.5

>138 kV
1.0
1.5

NOTAS Esta tabla lista la calidad del voltaje que la productora de potencia debe abastecer a los
usuarios. Esta basada en el nivel de voltaje al cual el usuario es suministrado.


La principal justificación para los límites amónicos especificados en la Tabla 6.2, son debidos a que la
distorsión de voltaje en el punto de acoplamiento común (PAC) depende de la impedancia interna de la
fuente CA y las magnitudes de las corrientes armónicas inyectadas.
6.3.5 Necesidad de una Buena Interfaz con la Red de Suministro
Debido al gran contenido armónico como se indica en la Tabla 6.1, los rectificadores de diodo
típicos utilizados como interfaz en los equipos eléctricos de potencia con el sistema de suministro
podrán exceder los límites en las corrientes armónicas individuales y en el THD especificado en la
Tabla 6.2. Además del efecto en la calidad de la potencia de línea, la forma de onda pobre de la
corriente de entrada también afecta el equipo electrónico de potencia mismo de la siguiente manera:
· La potencia disponible en el enchufe de pared es reducida a aproximadamente dos tercios.
· El condensador de filtro del lado CC es severamente exigido debido a pulsos de corriente de gran
magnitud.
· Las pérdidas en los diodos de un puente rectificador son mayores debido a las caídas de voltaje
directo a través del diodo, dependientes de la corriente.
· Los componentes en el filtro EMI utilizado en la entrada del puente rectificador, deben ser diseñados
para pulsos de corriente de mayor magnitud.
· Si un transformador de frecuencia de línea es utilizado en la entrada, debe ser altamente
sobredimensionado.
En vista de estos inconvenientes, algunas de las alternativas para mejorar las formas de onda de
la corriente de entrada se discuten, junto con sus ventajas y desventajas relativas.

6.3.6

Interfaz Monofásica Mejorada con la Red de Suministro

Varias opciones para mejorar la interfaz monofásica con la red del equipo electrónico de potencia se
discuten a continuación.
Circuitos Pasivos. Los inductores y condensadores pueden ser utilizados en conjunción con el puente
rectificador de diodos para mejorar la forma de onda de la corriente extraída de la red de suministro. El
acercamiento más simple es añadir un inductor en el lado CA del puente rectificador. Este inductor
añadido resulta en un valor efectivo mayor en la inductancia LS del lado CA, la cual mejora el factor de
potencia y reduce las armónicas. El impacto de añadir un inductor puede ser resumido como sigue:
· Debido a una forma de onda de corriente mejorada, el factor de potencia es mejorado de muy pobre a
algo aceptable.
· El voltaje de salida Vd es dependiente de la carga de salida y es sustancialmente (~10%) menor
comparado con el caso donde no hay inductancia.
· La inductancia y Cd juntos forman un filtro pasa bajos y, por consiguiente, el rizo en el voltaje de
salida rectificado vd es menor.
· La eficiencia global de energía permanece esencialmente; existen pérdidas adicionales en el inductor,
pero las pérdidas por conducción en los diodos son menores.


6.4

FABRICACIÓN EN LA USACH DE UN DISPOSITIVO PARA DISMINUIR LA
DISTORSIÓN DE LA CORRIENTE ELÉCTRICA ASOCIADA A RECTIFICADORES
CA/CC

6.4.1 Presentación del Problema
Los rectificadores CA/CC, que convierten corriente alterna en corriente continua son
elementos comunes en nuestra vida cotidiana. Por ejemplo en oficinas y hogares se llaman
eliminadores de pilas. En la industria permiten el funcionamiento de motores de velocidad variable,
palas mecánicas, procesos electroquímicos, hornos de arco y de inducción, transmisión de energía
usando corriente continua, respaldos de energía, etc. En general han llegado a ser elementos
indispensables en nuestra vida moderna.
La proliferación de estos elementos, sin embargo, ha tenido sus consecuencias en las redes
suministradoras. La gran distorsión de corriente eléctrica asociada a ellos ha saturado las redes, lo que
redunda en una pobre calidad de la energía suministrada a los consumidores, además de fallas y
anomalías de todo tipo. Este es un problema a nivel mundial y en Chile esto se pretende solucionar
mediante un cuerpo legal basado en la norma norteamericana (Decreto Supremo N° 327), de gran
rigurosidad, que inclusive contempla multas y desconexiones.
Últimamente, en nuestro país han aparecido muchas empresas que ofrecen servicios de
estudio y eliminación del fenómeno. Como es un problema técnico complicado las tecnologías
ofrecidas son variadas, entre ellas las más importantes son la incorporación de filtros pasivos o activos
al sistema. Estos elementos no modifican la instalación original y pueden ser reparados sin afectar la
continuidad de servicio del sistema, dos características muy apreciadas por los consumidores.
Como será explicado en el punto siguiente “Solución Propuesta”, nuestro dispositivo
también es un filtro activo, pero a diferencia de los filtros pasivos o activos convencionales es de una
fabricación más simple (menos hardware involucrado), gran eficiencia en la eliminación de distorsión,
un sistema de control simple y un diseño sin complicaciones. Es el resultado de 16 años de
investigación, la acumulación de 18 artículos en revistas indexadas nivel IEEE (Institute of Electrical
and Electronic Engineers, USA) y 4 solicitudes de patente presentadas (una en la Comunidad Europea,
otra en Estados Unidos y dos en Chile).
Este proyecto tiene tres objetivos: a) patentar la idea a nivel internacional; b) validar la
tecnología a nivel industrial, específicamente en instalaciones industriales a nivel nacional y c)
comercializar la tecnología tanto a nivel nacional como internacional.
A nivel internacional se pretende contactarse con las grandes multinacionales (Cutler-Hammer,
Robicon, Rockwell, ABB, Siemens, Alstom, General Electric, Westinghouse, Hitachi, etc.), para que
compren una tecnología que debería solucionarles el problema de distorsión en sus productos. Los
motores constituyen el producto más importante a beneficiarse dado su masivo uso ( según un estudio
60%-65% de la energía eléctrica generada es consumida por motores).


6.4.2 Solución Propuesta
La Fig. 6.10 en páginas siguientes muestra un método muy popular para disminuir la
distorsión de las corrientes a la entrada de un rectificador CA/CC, esto es, conexión trifásica de un
filtro pasivo o activo. Nótese que los filtros activos o pasivos respetan la instalación original y en caso
de falla, debido a su funcionamiento más complejo, pueden ser desconectados y reparados sin
comprometer la continuidad de servicio del sistema.
La Fig. 6.11 muestra nuestro concepto de filtro activo. Es decir, un filtro activo que busca
modificar la forma de la corriente en el lado de CC, y mediante esta acción impactar en la forma de las
corrientes en el lado de CA. Las Figs. 6.12 y 6.13 son registros experimentales que muestran el impacto
logrado por nuestro filtro activo, ya sea implementado con tiristores o IGBT’s. Las ventajas de nuestro
filtro activo con respecto a los filtros convencionales son:
1. Al igual que los filtros convencionales, nuestro filtro activo respeta la instalación original (la cual
es muy confiable) y en caso de falla este se puede reparar sin comprometer la continuidad de
servicio del sistema.
2. Disminución de hardware debido a que nuestro filtro activo busca modificar una sola corriente y no
tres como en la solución convencional. Tampoco necesita de un elemento almacenador de energía L
o C.
3. Uso de un microprocesador barato dado una manipulación matemática simple. En nuestro prototipo
experimental estamos usando el microprocesador PIC 16F873, de reconocidas limitaciones en vez
de los poderosos DSP (Digital Signal Processor), que necesitan los filtros activos convencionales.
Aún más, el aspecto crítico del control de la energía almacenada en el elemento L o C no existe
dado que nuestro filtro activo simplemente excluye elementos almacenadores de energía.
4. La simplicidad del control anticipa una buena respuesta dinámica, lo cual es adecuado para
compensar corrientes de carga de gran distorsión como es el caso del transporte ferroviario y
hornos de arco de CC.
5. Nuestro filtro está en el lado de CC después del transformador del rectificador y provoca menos
perturbación en la barra de alimentación. Esto es crítico en barras de alimentación de baja potencia
de cortocircuito.
Quizás la única desventaja de nuestro filtro activo es que este no mejora el factor de
potencia, sin embargo, hay muchas aplicaciones donde esto no es necesario (Ej. motores de velocidad
variable, transporte ferroviario). Por otra parte las instalaciones normalmente ya disponen de
condensadores para corregir el factor de potencia.


Rectificador CA/CC
IA
IB
Carga R-L
o R-C

IC

Filtro Pasivo
o
Filtro Activo

Fig. 6.10 Filtro Pasivo o Activo.

Rectificador CA/CC
IA
IB
IC
Filtro
Activo

Carga R-L
o R-C

Tiristores o IGBT’s
Fig. 6.11 Filtro Activo Propuesto.


(a)

(b)

Fig. 6.12 a) Corriente sin filtro de ningún tipo. Carga R−L.
b) Corriente con filtro propuesto implementado con tiristores.

THD = 23.88%

(a)

TH THD = 1.496%

(b)

Fig. 6.13 a) Corriente sin filtro de ningún tipo. Carga R−C.
b) Corriente con filtro propuesto implementado con IGBT’s.


6.5 FILTROS PASIVOS Y ACTIVOS
Las fotos de esta sección muestran formas de onda típicas para un rectificador trifásico de onda
completa tiristorizado, el cual tiene filtros pasivos incorporados. Estas formas de onda además
evidencian los dos beneficios que normalmente se asocian al uso de filtros pasivos, los cuales son: a)
Prevenir que las corrientes armónicas ingresen al sistema de suministro; y b) Mejorar el factor de
potencia de la carga no lineal a frecuencia fundamental

Fig. 6.14 Formas de onda de voltaje y corriente para un rectificador trifásico de onda completa


Fig. 6.15 Topología del filtro activo en conexión paralelo (FACP)

Fig. 6.16 Esquema de corrientes en el sistema con un FACP


Fig. 6.17

FACP usando un inversor de tres niveles

Capitulo 7/ Pág. 1

CAPITULO

7
CONTROL DE VELOCIDAD EN
MOTORES DE CA
7.1 PRINCIPIOS DEL MOTOR DE INDUCCIÓN
7.1.1 Construcción del Motor de Inducción Jaula de Ardilla

Fig. 7.1 Construcción de un motor de inducción jaula de ardilla.
En la Fig. 7.1 el rotor cilíndrico está conectado con un eje y está sostenido dentro del estator
mediante rodamientos y tapas en los extremos. El estator y el rotor están construidos de acero al silicio.
El rotor tiene barras conductoras intercaladas dentro del mismo, las cuales están eléctricamente
cortocircuitadas por anillos. Cuando los bobinados del estator son energizados por una fuente trifásica,
se induce una corriente en las barras del rotor (motivo del nombre motor de inducción).

Capitulo 7/ Pág. 2

Una vez que rotor y estator están energizados, una interacción magnética entre ellos genera el
torque que dará movimiento al rotor. El extremo del eje del rotor es usualmente conectado a un
ventilador, el cual cuando rota envía aire para refrigerar el motor.

Fig. 7.2 Construcción del estator.

Fig. 7.3 Bobinados de un estator de 2 polos.

7.1.2 Bobinados del Estator
En la Fig. 7.2. el estator está construido de láminas de acero al silicio y ensamblado como un
cilindro hueco dentro de una carcaza de aluminio o hierro de fundición. Un bobinado distribuido de tres
fases está acomodado en ranuras sobre la circunferencia interna. Cada uno de los tres bobinados del
estator tiene dos mitades, en lados opuestos del estator. Los bobinados están dispuestos separadamente
a 120º uno del otro. Estos bobinados están descritos en la Fig. 7.3.
Cuando los tres bobinados son conectados a una fuente trifásica ya sea en configuración delta o
estrella, se puede demostrar que las corrientes circulantes producen un campo magnético giratorio. La
velocidad de rotación de este campo está relacionada directamente con la frecuencia de la tensión de la
fuente. Esto es, una alimentación de 50Hz causará una velocidad de rotación del campo de 50 rev/seg
(3000 rpm).

Capitulo 7/ Pág. 3
7.1.3

Acción del Rotor

Fig. 7.4 Rotor Jaula de Ardilla.

La Fig. 7.4 muestra la construcción de un rotor jaula de ardilla. Este está formado de muchas
láminas de acero al silicio de forma circular. Las láminas están alineadas y se construyen orificios
dentro de los cuales se depositan las barras del rotor (ver Fig. 7.4). Estas barras del rotor son de
aluminio o cobre, y están eléctricamente cortocircuitadas por anillos. Las barras del rotor y los anillos
forman la así llamada jaula de ardilla.
El campo magnético giratorio generado por las corrientes en las tres fases del estator, induce
una corriente en las barras del rotor. La corriente del rotor induce un campo magnético en el rotor, el
cual gira a la misma velocidad que el campo magnético del estator.
Los campos del estator y rotor interactúan y producen una fuerza en cada barra del rotor. Las
fuerzas en cada barra del rotor se combinan para producir un torque rotatorio, causando que el rotor sea
arrastrado con el campo giratorio del estator.

7.1.4 Torque versus Velocidad
La Fig. 7.5 muestra el circuito equivalente, la curva de torque y las ecuaciones de velocidad del
motor.

Capitulo 7/ Pág. 4

S=

ns − nr
ns

ns =

120 ⋅ f
p

Fig. 7.5 Circuito equivalente, curva de torque y las ecuaciones de velocidad del motor.
7.1.5 Corriente Versus Velocidad

Fig. 7.6 Corriente de línea versus velocidad para un motor de inducción.

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