Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
EBOOKBKMT.COM
ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN
TRƯỜNG ĐHKT CÔNG NGHIỆP
CỘNG HOÀ XÃ HỘI CHỦ NGHĨA VIỆT NAM
Độc lập - Tự do - Hạnh phúc
-----------***-----------
THUYẾT MINH
LUẬN VĂN THẠC SỸ KỸ THUẬT
ĐỀ TÀI
NGHIÊN CỨU VÀ ỨNG DỤNG CARD ĐIỀU KHIỂN SỐ DSP
ĐỂ THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN SỐ TRONG ĐIỀU KHIỂN
CHUYỂN ĐỘNG
Học viên: Đinh Văn Nghiệp
Lớp: CHK10
Chuyên ngành: Tự động hoá
Người HD Khoa học:TS. Bùi Chính Minh
Ngày giao đề tài: 01/02/2009
Ngày hoàn thành: 31/07/2009
KHOA ĐT SAU ĐẠI HỌC CB HƯỚNG DẪN
TS. Bùi Chính Minh
HỌC VIÊN
Đinh Văn Nghiệp

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
EBOOKBKMT.COM
ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN
TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP
----------------***----------------
LUẬN VĂN THẠC SỸ KỸ THUẬT
NGHIÊN CỨU VÀ ỨNG DỤNG CARD ĐIỀU
KHIỂN SỐ DSP ĐỂ THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN
SỐ TRONG ĐIỀU KHIỂN CHUYỂN ĐỘNG
Ngành: TỰ ĐỘNG HÓA
Mã số:
Học viên: ĐINH VĂN NGHIỆP
Người HD Khoa học: TS. BÙI CHÍNH MINH
THÁI NGUYÊN 2009

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
EBOOKBKMT.COM
ĐẠI HỌC THÁI NGUYÊN
TRƯỜNG ĐẠI HỌC KỸ THUẬT CÔNG NGHIỆP
----------------***----------------
LUẬN VĂN THẠC SỸ KỸ THUẬT
NGÀNH: TỰ ĐỘNG HOÁ
NGHIÊN CỨU VÀ ỨNG DỤNG CARD ĐIỀU
KHIỂN SỐ DSP ĐỂ THIẾT KẾ BỘ ĐIỀU KHIỂN
SỐ TRONG ĐIỀU KHIỂN CHUYỂN ĐỘNG
ĐINH VĂN NGHIỆP
THÁI NGUYÊN 2009

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
1
EBOOKBKMT.COM
LỜI CAM ĐOAN
Tên tôi là: Đinh Văn Nghiệp
Sinh ngày 25 tháng 12 năm 1981
Học viên lớp cao học khoá 10 - Tự động hoá - Trường đại học Kỹ thuật
Công nghiệp Thái Nguyên.
Hiện đang công tác tại khoa Điện - Trường đại học Kỹ thuật Công nghiệp
Thái Nguyên.
Xin cam đoan: Đề tài “Nghiên cứu và ứng dụng Card điều khiển số DSP
(Digital signal Processor) để thiết kế bộ điều khiển số trong điều khiển chuyển động”
do thầy giáo TS. Bùi Chính Minh hướng dẫn là công trình nghiên cứu của riêng
tôi. Tất cả các tài liệu tham khảo đều có nguồn gốc, xuất xứ rõ ràng.
Tác giả xin cam đoan tất cả những nội dung trong luận văn đúng như nội
dung trong đề cương và yêu cầu của thầy giáo hướng dẫn. Nếu sai tôi hoàn toàn
chịu trách nhiệm trước Hội đồng khoa học và trước pháp luật.
Thái Nguyên, ngày 31 tháng 7 năm 2009
Tác giả luận văn
Đinh Văn Nghiệp

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
2
EBOOKBKMT.COM
LỜI CẢM ƠN
Sau sáu tháng nghiên cứu, làm việc khẩn trương, được sự động viên, giúp đỡ
và hướng dẫn tận tình của thầy giáo TS. Bùi Chính Minh, luận văn với đề tài
“Nghiên cứu và ứng dụng Card điều khiển số DSP (Digital signal Processor) để thiết
kế bộ điều khiển số trong điều khiển chuyển động” đã hoàn thành.
Tác giả xin bày tỏ lòng biết ơn sâu sắc đến:
Thầy giáo hướng dẫn TS. Bùi Chính Minh đã tận tình chỉ dẫn, giúp đỡ tác
giả hoàn thành luận văn này.
Khoa đào tạo Sau đại học, các thầy giáo, cô giáo thuộc bộ môn Tự động hoá
– Khoa Điện - Trường Đại học Kỹ thuật Công nghiệp Thái Nguyên đã giúp đỡ tác
giả trong suốt quá trình học tập cũng như quá trình nghiên cứu thực hiện luận văn.
Trung tâm Thí nghiệm Trường đại học kỹ thuật Công Nghiệp, đặc biệt là các
cán bộ phòng thí nghiệm tự động hoá đã tận tình giúp đỡ tác giả xây dựng hệ thực
nghiệm.
Toàn thể các đồng nghiệp, bạn bè, gia đình và người thân đã quan tâm, động
viên, giúp đỡ tác giả trong suốt quá trình học tập và hoàn thành bản luận văn.
Tác giả luận văn
Đinh Văn Nghiệp

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
3
EBOOKBKMT.COM
MỤC LỤC
Nội dung Trang
Trang phụ bìa
Lời cam đoan 1
Lời cảm ơn 2
Mục lục 3
Danh mục các hình vẽ, đồ thị 6
CHƯƠNG 1. TỔNG QUAN VỀ HỆ ĐIỀU KHIỂN SỐ 11
1.1. Lý thuyết về hệ điều khiển số 11
1.1.1. Cấu trúc điển hình của hệ điều khiển số 11
1.1.2. Cở sở của điều khiển số 21
1.1.2.1. Biến đổi Z 21
1.1.2.2 Tín hiệu và lấy mẫu tín hiệu trong hệ điều khiển số 24
1.2. Tổng hợp hệ điều khiển số 27
1.2.1. Lý luận chung. 27
1.2.2. Điều kiện để tổng hợp được bộ điều khiển số trong hệ. 29
1.2.3. Chọn tần số lấy mẫu. 30
1.2.4. Thiết kế bộ điều khiển số theo phương pháp liên tục. 32
1.2.4.1. Phương pháp vi phân 32
1.2.4.2. Bộ điều khiển số được xác định theo hàm truyền đạt 34
1.2.4.3. Phương pháp dùng biến đổi z 36
1.2.4.4. Tổng hợp bộ điều khiển có tính phần tử lưu giữ (ZOH) 37
1.2.5. Thiết kế bộ điều khiển số theo phương pháp trực tiếp 38
1.2.5.1. Phương pháp quỹ đạo nghiệm số trên mặt phẳng z. 38
1.2.5.2. Bù ảnh hưởng của khâu trễ
1.2.5.3. Hệ ổn định vô tận 40

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
4
EBOOKBKMT.COM
1.2.6. Dùng matlab để tổng hợp hệ điều khiển số 41
1.3. Điều khiển số trong điều khiển chuyển động 41
1.3.1. Một số cấu trúc điều chỉnh được sử dụng 41
1.3.2. Thiết kế và mô phỏng hệ thống bằng máy tính 47
CHƯƠNG 2. GIỚI THIỆU CARD DSP DS1104 49
2.1. Giới thiệu chung 49
2.2. Cấu trúc phần cứng của DS1104 51
2.2.1. Cấu trúc tổng quan 51
2.2.2. Ghép nối với máy chủ (Host Interface) 53
2.2.3. Các thành phần chủ yếu của DS1104 59
2.2.3.1. Bộ xử lý tín hiệu số DSP TMS320F240. 59
2.2.3.2. Hệ con AD (Analog to Digital). 65
2.2.3.3. Hệ con DA (Digital to Analog). 67
2.2.3.4. Hệ con Vào/Ra số (Digital I/O) 70
2.2.3.5. Hệ con bộ mã hoá so lệch 73
2.2.3.6. Thanh ghi điều khiển vào ra IOCTL 75
2.2.3.7. Sơ đồ chân I/O Connector của DS1104 76
2.3. Phần mềm dSPACE 78
2.3.1. Cài đặt dSPACE 79
2.3.2. Các khối dSPACE trong Simulink 80
2.3.2.1. Các điều khiển vào/ra tương tự 81
2.3.2.2. Các điều khiển vào/ra số 81
2.4. Một số các tính năng cơ bản của Card DS1104 cho điều khiển 81
chuyển động.
2.4.1. Các điều khiển vị trí Encoder 81
2.4.2. Điều khiển PWM (Pulse Width Modulation) 82

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
5
EBOOKBKMT.COM
2.5. Tạo ứng dụng với dSPACE và Simulink 88
2.5.1. Tạo ứng dụng với Control Desk 93
2.5.2. Hiển thị các điều khiển, quan sát với Instrumentation
Management Tools.
CHƯƠNG 3. XÂY DỰNG HỆ ĐIỀU KHIỂN CHUYỂN
ĐỘNG SỬ DỤNG CARD DS 1104
3.1. Tổng hợp hệ điều khiển chuyển động vị trí DC servo(theo phương
pháp tương tự)
94
100
100
3.1.1. Mô hình toán học của hệ 100
3.1.2. Cấu trúc hệ điều khiển vị trí và phương pháp tổng hợp các
mạch vòng
3.1.3. Tính toán các thông số hệ điều khiển vị trí và cấu trúc hệ điều
khiển vị trí
104
110
3.1.4. Mô phỏng hệ trên Matlab 114
3.2.Hệ điều khiển vị trí động cơ DC Servo dùng bộ điều khiển Fuzzy logic
ứng dụng Card DS1104
115
3.3. Xây dựng hệ thống điều khiển chuyển động 121
3.3.1 Giới thiệu các thiết bị trong hệ thống thực 121
3.3.2. Lập trình điều khiển hệ 123
3.3.3. Các đặc tính thực nghiệm hệ điều khiển chuyển động 124
KÊT LUÂN VA KIÊN NGHI 129
TÀI LIỆU THAM KHẢO 129

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
6
EBOOKBKMT.COM
DANH MỤC CÁC BẢNG, HÌNH VẼ, ĐỒ THỊ
Bảng 2.2. Mô tả thanh ghi trạng thái
Bảng 2.3. Mô tả thanh ghi cài đặt
Bảng 2.4. Các ngắt cứng của DSP
Bảng 2.5. Quản lý các ngát cứng
Bảng 2.6. Các địa chỉ thanh ghi của hệ con AD
Bảng 2.7. Các địa chỉ thanh ghi của hệ con DA
Bảng 2.8. Mô tả thanh ghi chế độ DA
Bảng 2.9. Thanh ghi cổng vào/ra
Bảng 2.10. Tên các chân của DS1104 trên P1A
Bảng 2.11. Tên các chân của DS1104 trên P1B
Bảng 2.12. Bảng mô tả các chân của DS1104
Bảng 2.13.Các điều khiển vị trí encoder của DS1104
Bảng 2.14. Tên các chân của các kênh phhát xung
Bảng 2.15. Tên các xung PWM 3 pha
Bảng 2.16.Tên của các kênh phát xung PWM 3 pha
Bảng 2.17. Tên các xung PWM 3 pha vector
Bảng 2.18.Tên của các kênh phát xung PWM 3vector
Bảng 3.1. Các thông số cho trước
Bảng 3.2. Luật điều khiển
Hình 1.1. Cấu trúc hệ điều khiển số
Hình 1.2. Sơ đồ nguyên lý bộ chuyển đổi số - tương tự trong hệ điều khiển số
Hình 1.3. Sơ đồ nguyên lý bộ DAC
Hình 1.4. Tín hiệu ra của bộ DAC
Hình 1.5. Bộ biến đổi DAC với mạng điện trở
Hình 1.6. Bộ biến đổi DAC dùng mạng điện trở R và 2R
Hình 1.7. Sơ đồ nguyên lý chuyển đổi A/D
Hình 1.8. Sơ đồ chuyển đổi A/D song song
Hình 1.9. Sơ đồ chuyển đổi A/D theo phương pháp bù

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
7
EBOOKBKMT.COM
Hình 1.10. Bộ biến đổi A /D theo nguyên tắc servo
Hình 1.11 : Hàm thời gian
Hình 1.12. Tín hiệu liên tục
Hình 1.13.Tín hiệu rời rạc
Hình1.14:Bộ cắt mẫu
Hình 1.15: Mối quan hệ quá trình gián đoạn và liên tục
Hình 1.16
Hình 1.17
Hình 1.18
Hình 1.19
Hình 1.20
Hình 1.21
Hình 1.22
Hình 1.23
Hình 1.24
Hình 1.25
Hình 1.26. Cấu trúc cơ bản của điều chỉnh tốc độ quay
Hình 1.27. Cấu trúc tối giản phục vụ thiết kế xấp xỉ
Hình 1.28. Cấu trúc cơ bản điều chỉnh góc
Hình 1.29. Cấu trúc cơ bản điều chỉnh góc tối giản
Hình 1.30. Cấu trúc điều chỉnh bù sai số giá trị đặt
Hình1.31. Cấu trúc điều chỉnh bù nhiễu
Hình1.32. Cấu trúc điều chỉnh bù ngược
Hình 1.33. Cấu trúc điều chỉnh bù xuôi bằng phương pháp mô hình
Hình1.34. Các giai đoạn của một quá trình chuyển động
Hình 1.35. Cấu trúc điều khiển tổng quát của một nhánh truyền động
Hình 1.36.Các luật thông dụng nhằm điều khiển chính xác chuyển động
Hình 1.37. Trình tự thiết kế và mô phỏng hệ thống bằng máy tính
Hình 2.1- Card DS1104

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
8
EBOOKBKMT.COM
Hình 2.2. Sơ đồ khối của DS1104
Hình 2.3. Vi xử lý tín hiệu số DSP TMS320F240
Hình 2.4.Bản đồ bộ nhớ của DSP
Hình 2.5.Bản đồ bộ nhớ ngoại vi của DSP TMS320F240
Hình 2.6. Sơ đồ khối của hệ con AD
Hình 2.7. Định dạng dữ liệu của ADC 16-bit
Hình 2.8. Định dạng dữ liệu của ADC 12-bit
Hình 2.9. Mạch đầu vào của ADC
Hình 2.10. Sơ đồ khối của hệ con DA
Hình 2.11. Định dạng dữ liệu của DAC 12-bit
Hình 2.12. Định dạng dữ liệu ở chế độ DA
Hình 2.13. Mạch đầu ra của DAC
Hình 2.14. Sơ đồ cấu trúc của giao diện encoder so lệch
Hình 2.15. Mạch đầu vào của encoder
Hình 2.18. Tạo nguồn 1,5V từ nguồn 5V
Hình 2.16. Định dạng của thanh ghi IOCTL khi đọc
Hình 2.17. Định dạng của thanh ghi IOCTL khi ghi
Hình 2.18. Các khối của DS1104 Master PPC
Hình 2.19. Các khối trong thư viện của DS1104
Hình 2.20. Tín hiệu encoder và giới hạn đếm
Hình 2.21. Tín hiệu PWM của Card DS1104
Hình 2.22. Tín hiệu PWM ở chế độ đối xứng
Hình 2.23. Tín hiệu PWM ở chế độ không đối xứng
Hình 2.24. Điều chế xung PWM của Card DS1104
Hình 2.25. Điều chế vector không gian
Hình 2.26. Các vector SPWM1, SPWM3, SPWM5 của DS1104
Hình 2.27. Lưu đồ thuật toán thực hiện một ứng dụng với Simulink và Control
Desk: (a)- Bước 1; (b)- Bước 2
Hình 2.28. Ví dụ minh hoạ

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
9
EBOOKBKMT.COM
Hình 2.29. Thay đổi tham số khối Transfer Fcn
Hình 2.30. Kết quả mô phỏng
Hình 2.31. Cấu trúc điều khiển trên Matlab Simulink
Hình 2.32. Downloading and Building
Hình 2.33. Giao diện Control Desk
Hình 2.34. Cửa sổ New Experiment
Hình 2.35. Thẻ Variable Manager và các biến mô phỏng
Hình 2.36. Cửa sổ New Layout
Hình 2.37. Chọn Slider và vẽ hình chữ nhật trong Layout1
Hình 2.38. Thay đổi tham số của Slider
Hình 2.9. Điều khiển Slider sau khi gán biến cần điều khiển
Hình 2.40. Vẽ một Plotter để quan sát tín hiệu
Hình 2.41.Thiết lập đặc tính cho đồ thị
Hình 2.42. Thiết lập thông số quan sát
Hình 2.43. Điều khiển sự thực thi của DSP (a) và điều khiển Animation (b)
Hình 3.1.Sơ đồ cấu trúc chung của hệ điều chỉnh vị trí
Hình 3.2. Sơ đồ mạch thay thế động cơ một chiều
Hình 3.3. Sơ đồ mạch thay thế mạch điện phần ứng
Hình 3.4. Mô hình tuyến tính hoá động cơ điện một
Hình 3.5. Mô hình tuyến tính hoá động cơ điện một
Hình 3.6. Mô hình tuyến tính hoá mô phỏng động cơ một chiều kích từ độc lập
Hình 3.7. Sơ đồ khối mạch chỉnh lưu có điều khiển
Hình 3.8. Sơ đồ mạch vòng điều chỉnh dòng điện
Hình 3.9
Hình 3.10: Sơ đồ cấu trúc của hệ điều chỉnh vị trí.
Hình 3.11
Hình 3.12
Hình 3.13
Hình 3.14. Cấu trúc hệ điều khiển vị trí trong matlab Simulink

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
10
EBOOKBKMT.COM
Hình 3.15. Đặc tính mô phỏng hệ điều khiển chuyển động
Hình 3.16. Cấu trúc hệ điều khiển vị trí với Card DS1104
Hình 3.17 Cấu trúc điều khiển mờ vị trí với Card DS1104
Hình 3.18. Hệ điều khiển mờ vị trí với Card DS1104
Hình 3.19. Hàm liên thuộc của biến sai lệch vị trí
Hình 3.20. Hàm liên thuộc của biến thay đổi sai sốvị trí
Hình 3.21. Hàm liên thuộc của tín hiệu điều khiển
Hình 3.22. Surface luật điều khiển mờ
Hình 3.23. Vi phân sai lệch vị trí
Hình 3.24. Sai lệch vị trí
Hình 3.25. Cấu trúc hệ điều khiển vị trí với bộ điều khiển mờ
Hình 3.26. Mô phỏng luật điều khiển mờ
Hình 3.27.Cấu trúc hệ thống thực nghiệm
Hình 3.28.Card DS1104 trong hệ thực nghiệm
Hình 3.29. Driver DC servo motor
Hình 3.30.DC servo motor
Hình 3.31. Chọn thời gian lấy mẫu cho hệ
Hình 3.32. Chọn thời gian lấy mẫu cho hệ
Hình 3.33. Màn hình ControlDesk với hệ thực nghiệm
Hình 3.34.Chương trình điều khiển hệ thống thưc nghiệm
Hình 3.35. Chương trình điều khiển hệ thống thưc nghiệm dùng bộ điều khiển mờ
Bảng 2.1. Dung lượng các bộ nhớ của DS1104

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
11
EBOOKBKMT.COM
CHƢƠNG 1. TỔNG QUAN VỀ HỆ ĐIỀU KHIỂN SỐ
1.1. Lý thuyết về hệ điều khiển số.
1.1.1. Cấu trúc điển hình của hệ điều khiển số.
Ngày nay với những thành tựu nổi bật trong công nghệ máy tính, chúng ta có
thể thực hiện các bộ điều khiển số bằng máy tính để thay thế các bộ điều khiển
truyền thống. Do vậy điều khiển số liên quan tới thuật toán điều khiển trong thiết bị
điều khiển số, cụ thể là Card số và máy tính số. Chúng ta có thể tận dụng sự tiến bộ
trong điều khiển logic và sự linh hoạt và mềm dẻo của điều khiển số thay vì việc
thực hiện các bộ điều khiển tương tự truyền thống. Mặt khác chúng ta cũng cần sự
giao diện kết nối giữa đối tượng điều khiển và máy tính. Cụ thể như:
- các phép đo được thực hiện tại các thời điểm rời rạc
- các dữ liệu cũng phải được rời rạc hoá để cho phép xử lý dữ liệu số
Mặt khác các bộ điều khiển số có thể xử lý được dữ liệu rời rạc theo không gian và
thời gian. Cách rời rạc hoá thường được thực hiện bằng cách lấy mẫu và sau đó là
lượng tử hoá. Với hai đặc điểm này khiến hệ thống điều khiển số khác hẳn với các
hệ thống thống điều khiển tuyến tính thông thường và hệ thống điều khiển thời gian
bất biến.
Chương trình
điều khiển
Đối tượng
Máy tính số
Hình 1.1: Cấu trúc hệ điều khiển số
a. Bộ chuyển đổi số-tƣơng tự (D/A converter).
Bộ chuyển đổi số-tương tự biển đổi một chuỗi các đại lượng u(kT) thành tín hiệu
liên tục u(t) để điều khiển hệ thống. Bộ chuyển đổi D/A được mô phỏng bởi bộ lưu

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
12
EBOOKBKMT.COM
giữ, nhận ở thời điểm kT xung có biên độ tỷ lệ với trị số u(kT) có độ rộng rất bé so
với T (tín hiệu lấy mẫu) và duy trì hằng số ấy suốt cả chu kì T. Như vậy đáp ứng
với một chuỗi xung là một chuỗi bậc thang có độ dài T. Quá trình biến đổi này là
tức thời và không có trễ.
Bộ lưu giữ bậc không ở đây tương ứng với cơ cấu định hình với xung chữ nhật, hệ
số lấp đầy =1. Những bộ lưu giữ bậc cao tạo nên những dạng sóng phức tạp hơn
nhưng độ chính xác cao hơn.
Hình 1.2: Sơ đồ nguyên lý bộ chuyển đổi số -
tương tự trong hệ điều khiển số
Nguyên tắc làm việc của DAC
Chuyển đổi số tương tự là quá trình tìm lại tín hiệu từ n số hạng (n bits) đã biết
của tín hiệu số. Bộ chuyển đổi số tương tự (DAC) tiếp nhận một mã số n bits song
song ở đầu vào và biến đổi thành tín hiệu liên tục ở đầu ra.
Hình 1.3: Sơ đồ nguyên lý bộ DAC
Hình 1.4- Tín hiệu ra của bộ DAC

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
13
EBOOKBKMT.COM
Tín hiệu này được đưa qua bộ lọc thông thấp. Đầu ra của bộ lọc là tín hiệu tương tự
UA biến thiên liên tục theo thời gian, là tín hiệu nội suy của Um. Vậy bộ lọc thông
thấp đóng vai trò là bộ nội suy.
Các đặc tính quan trọng của DAC
- Độ phân giải: liên quan đến số bit của một DAC. Nếu số bit là m thì số trạng thái
n
tín hiệu của số nhị phân đưa vào là 2
n
n
và tín hiệu ra sẽ có 2 mức khác nhau, do đó
độ phân giải là 1/ 2 . Độ phân giải càng bé thì tín hiệu đầu ra có dạng liên tục gần
với thực tế.
- Độ tuyến tính: Trong một DAC lý tưởng sự tăng tín hiệu số ở đầu vào sẽ tỷ lệ với
sự tăng tín hiệu số ở đầu ra.
- Độ chính xác của một DAC cho biết sự khác biệt giữa trị số thực tế của UA và trị
số lý thuyết cho bởi một giá trị bất kỳ của tín hiệu số ở đầu vào. Sự sai khác này
càng nhỏ thì độ chính xác càng cao.
- Thời gian thiết lập: Khi tín hiệu số ở đầu vào của một DAC thay đổi, tín hiệu ở
đầu ra không thể thay đổi ngay lập tức mà phải sau một khoảng thời gian nào đó gọi
là thời gian thiết lập. Thời gian thiết lập phản ánh tính tác động nhanh của một
DAC.
Một số mạch DAC điển hình
Biến đổi DAC với mạng điện trở trọng lƣợng
Mạch gồm một nguồn
điện áp chuẩn Uch, các
bộ chuyển mạch và điện
trở có giá trị R, R/2,
R/4... và một mạch
khuếch đại thuật toán.
Khi một khoá điện nào
đó được nối với nguồn
điện thế chuẩn thì sẽ
Hình 1.5. Bộ biến đổi DAC với mạng điện trở

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
14
EBOOKBKMT.COM
cung cấp cho bộ khuếch đại thuật toán dòng điện cường độ là:
I =
Uch
(i=0…n-1)
i
R.2i
Cường độ dòng điện này độc lập với các khóa còn lại, có thể thấy ngay bằng biên
độ điện áp Ura phụ thuộc vào chỗ khoá nào được nối với Uch tức là phụ thuộc vào giá
trị của bit tương ứng trong tín hiệu số đưa vào mạch chuyển đổi.
Mạch có ưu điểm là đơn giản, nhưng nhược điểm là độ chính xác và tính ổn định
của kết quả phụ thuộc nhiều vào trị số của các điện trở và khả năng biến thiên như
nhau theo môi trường của các điện trở này. Chế tạo các điện trở theo đúng tỉ lệ
chính xác như vậy thường khó khăn và tốn kém. Ngoài ra Ura còn phụ thuộc vào cả
độ chính xác và tính ổn định của nguồn điện áp chuẩn.
Bộ biển đổi D /A dùng mạng điện trở R và 2R
Hình 1.6. Bộ biến đổi DAC dùng mạng điện trở R và 2R
DAC với thang điện trở R - 2R khắc phục được một số nhược điểm của DAC mạng
điện trở trọng lượng. Mạch chỉ gồm hai loại điện trở R và 2R với nhiều chuyển
mạch (mỗi chuyển mạch cho 1 bitm) và một nguồn điện áp chuẩn Uch. Đại lượng
cần tìm là Ith vào mạch khuếch đại khi có một số chuyển mạch nối với Uch.
Lúc đó ta có: Ura=-Ith.Rf

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
15
EBOOKBKMT.COM
Xét tại chuyển mạch tương ứng với bit thứ i, nút tương ứng trên mạch là nút 2i
. Khi
bộ chuyển đổi đóng vào Uch thì điện thế tương đương tại nút 2i
sẽ là Uch/ 2 và nguồn
tương đương có nội trở là R (theo định lý Thevenin). Như vậy tại nút 2i+1
ta có
nguồn tương đương trị số là Uch/ 4 và nội trở là R.
Từ những kết quả trên ta suy ra rằng khi di chuyển về phía mạch khuếch đại
thuật toán điện thế tại mỗi nút bằng nửa trị số của nút kế cận bên trái nó. Như vậy
nếu từ nút thứ 2i
đến nút 2n-2
có k nút (kể cả nút thứ 2n-2
) thì điện thế tại nút 2n-2
do
chuyển mạch 2i
gây ra là Uch/ 2k và dòng điện t-ơng ứng là Uch/(2k.2R). Tại nút 2n-1
do đặc tính của khuếch đại thuật toán mà điện thế tại đây được coi là 0V.
Tóm lại, một cách tổng quát ta có công thức để tính điện áp ra của một DAC n bit
(từ B0 ữ Bn-1) với mạng điện trở R - 2R.
U =-U
Rf
2n-1
B +2n-2
B +...+20
B 
ra ch
2n
R
Trong đó B0 ữ Bn-1 có giá trị 0 hoặc 1.
n-i n-2 0
Các DAC theo phương pháp này phải dùng số điện trở khá lớn, ví dụ như
DAC n bit thì phải dùng 2 (n-1) điện trở, trong khi theo phương pháp điện trở trọng
lượng chỉ phải dùng n điện trở. Nhưng bù lại nó không rắc rối vì chỉ cần dùng có 2
loại điện trở mà thôi. Nên độ chính xác và tính ổn định của tín hiệu ra được đảm
bảo.
b. Bộ chuyển đổi tƣơng tự - số (A/D Converter)
Quá trình chuyển đổi tương tự - số không thể tức thời, cần có thời gian trễ để
biến đổi tín hiệu tương tự là một đại lượng vật lý (điện áp) ở đầu vào thành tín hiệu
số ở đầu ra.
Hình 1.7. Sơ đồ nguyên lý chuyển đổi A/D

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
16
EBOOKBKMT.COM
Bộ chuyển đổi A/D có ba chức năng: lấy mẫu (lượng tử hoá theo thời gian), lượng
tử hoá theo mức và mã hoá (hệ nhị phân).
Nguyên lý làm việc của ADC được minh hoạ trên sơ đồ khối.
Tín hiệu tương tự UA được đưa đến mạch lấy mẫu, mạch này có hai nhiệm vụ:
• Lấy mẫu những tín hiệu tương tự tại những thời điểm khác nhau và cách đều.
Thực chất đây là quá trình rời rạc hoá tín hiệu về mặt thời gian.
• Giữ cho biên độ tín hiệu tại các thời điểm lấy mẫu không thay đổi trong quá trình
chuyển đổi tiếp theo (quá trình lượng tử hoá và mã hoáq). Quá trình lượng tử hoá
thực chất là quá trình làm tròn số. Lượng tử hoá được thực hiện theo nguyên tắc so
sánh tín hiệu cần chuyển với các tín hiệu chuẩn. Mạch lượng tử hoá làm nhiệm vụ
rời rạc tín hiệu tương tự về mặt biên độ. Trong mạch mã hoá, kết quả lượng tử hoá
được sắp xếp lai theo một quy luật nhất định phụ thuộc loại mã yêu cầu ở đầu ra bộ
chuyển đổi.
Nhiều loại ADC, quá trình lượng tử hoá và mã hoá xảy ra đồng thời, lúc đó không
thể tách rời hai quá trình, phép lượng tử hoá và mã hoá được gọi chung là phép biến
đổi AD.
Các tham số cơ bản của ADC
Các tham số cơ bản của bộ biến đổi ADC gồm dải biến đổi của điện áp tương tự ở
đầu vào, độ chính xác của bộ chuyển đổi, tốc độ chuyển đổi.
- Dải biến đổi của điện áp tín hiệu tương tự ở đầu vào là khoảng điện áp mà số từ 0
đến một số dương hoặc số âm nào đó, hoặc cũng có thể là điện áp hai cực tính:
-UAUA.
- Độ chính xác của ADC: Tham số đầu tiên đặc trưng cho độ chính xác của ADC là
độ phân giải. Tín hiệu ở đầu ra của một ADC là các giá trị được sắp xếp theo một
quy luật của một loại mã nào đó. Số các số hạng của mã số đầu ra (số bits trong từ
mã nhị phâns) tương ứng với giải biến đổi của điện áp vào cho biết mức chính xác
của phép chuyển đổi. Ví dụ một ADC có số bits ở đầu ra là n = 8 thì sẽ phân biệt
được 28
mức trong dải biến đổi điện áp vào của nó. Như vậy trong thực tế dùng số

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
17
EBOOKBKMT.COM
bits để đánh giá độ chính xác của một ADC khi giải biến đổi điện áp vào là không
đổi.
Liên quan đến độ chính xác của một ADC còn có các tham số khác như: méo phi
tuyến, sai số khuếch đại, sai số lệch không, sai số lượng tử hoá.
- Tốc độ chuyển đổi cho biết số kết quả chuyển đổi trong một giây, được gọi là tần
số chuyển đổi fc. Cũng có thể dùng tham số thời gian chuyển đổi Tc để đặc trưng
cho tốc độ chuyển đổi. Với một ADC thường thì fc < 1/Tc vì giữa các lần chuyển đổi
phải có một thời gian cần thiết để ADC phục hồi lại trạng thái ban đầu. Một ADC
có tốc độ chuyển đổi cao thì độ chính xác giảm và ngược lại.
Các phƣơng pháp chuyển đổi tƣơng tự - số : Có nhiều cách phân loại ADC,
nhưng hay dùng hơn cả là phân loại theo quá trình chuyển đổi về mặt thời gian.
Trong đồ án này chỉ giới thiệu một số phương pháp điển hình.
Chuyển đổi A /D theo phƣơng pháp song song
Nguyªn t¾c ho¹t ®éng. :Tín hiệu tương tự UA được đồng thời đưa đến
các bộ so sánh từ S1 đến Sm. Điện áp chuẩn Uch được đưa đến đầu vào thứ 2 của
các bộ so sánh qua thang điện trở R. Do đó các điện áp chuẩn đặt vào các bộ so
sánh lân cận khác nhau một lượng không đổi và giảm dần từ S1 đến Sm. Đầu ra
của các bộ so sánh có điện áp lớn hơn điện áp chuẩn lấy trên thang điện trở có mức
logic "1", các đầu ra còn lại có mức logic "0". Các đầu ra của mạch so sánh được
nối với mạch AND, một đầu mạch AND được nối với mạch tạo xung nhịp. Chỉ khi
có xung nhịp đưa đến đầu vào AND thì các xung trên đầu ra của bộ so sánh mới
đưa vào mạch nhớ Flip_Flop (FF). Như vậy cứ sau một khoảng thời gian bằng chu
kỳ xung nhịp lại có một tín hiệu được biến đổi và đưa đến đầu ra. Xung nhịp đảm
bảo quá trình so sánh kết thúc mới đưa xung nhịp vào bộ nhớ. Bộ mã hoá sẽ biến
đổi tín hiệu và dưới dạng mã đếm thành mã nhị phân.
Mạch biến đổi song song có tốc độ chuyển đổi nhanh nên được gọi là ADC nhanh
nhưng kết cấu của mạch rất phức tạp ví dụ như ADC n bits cần phải dùng 2n
-1 bộ so
sánh. Vì vậy phương pháp này chủ yếu dùng trong các ADC có tốc độ chuyển đổi
cao nhưng số bit nhỏ.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
18
EBOOKBKMT.COM
Hình 1.8. Sơ đồ chuyển đổi A/D song song
Chuyển đổi A /D theo phƣơng pháp bù
Hình 1.9. Sơ đồ chuyển đổi A/D theo phương pháp bù
Tại thời điểm ban đầu bộ đếm được đặt ở trạng thái không bởi xung Cl, như vậy đầu
ra của nó cũng có tín hiệu không. Mạch so sánh thiết lập giá trị một tín hiệu nhịp H
qua cổng AND được đưa vào mạch đếm. Mạch đếm làm việc cho ra tín hiệu số từ
Q0…Qm-1 đồng thời qua bộ biến đổi D /A sẽ có điện áp U0 cho đến khi U0 = UA thì
bộ so sánh lật giá trị, đầu ra của nó có giá trị 0 cổng AND sẽ khoá và bộ đếm sẽ
dừng. Trên đầu ra bộ đếm Q0…Qm-1 ở dạng số tỉ lệ với điện áp vào UA, số này được
xếp vào bộ ghi. Tiếp theo bộ đếm được xoá và chuẩn bị cho chu kỳ biến đổi tiếp

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
19
EBOOKBKMT.COM
maxA
A
f
theo. Sau mỗi chu kỳ bộ ghi sẽ ghi số liệu mới của bộ đếm. Nếu như bộ đếm nhị
phân có m bits thì điện áp vào cực đại UmaxA: U =2m
-1
Điện áp U được lượng tử theo gia số: U =
UmaxA
A
2m
-1
U
Điện áp UA được diễn tả bằng phương trình: U = maxA
N
A
2m
-1
Trong đó N là tổng số bước của bộ đếm và dung lượng của nó đầy sau khi kết thúc
qúa trình đếm.
Thời gian biến đổi:
N
TA =
n
,Trong đó fn là tần số xung nhịp.
Thời gian biến đổi phụ thuộc độ lớn điên áp. Tốc độ thay đổi điện áp có thể đạt giá
trị cực đại.
 dUA 
=
ΔUA
=
UAmax .ΔN
.
fn
=
UAmax
f

dt

ΔT 2m
-1 ΔN 2m
-1
n
 max
Nếu tốc độ biến đổi điện áp UA lớn hơn tốc độ cực đại thì phát sinh sai số động của
bộ biến đổi. Sai số tĩnh của bộ biến đổi là sai số lượng tử ± U. Để giảm thời gian
biến đổi, ở bộ đếm nhị phân ta sử dụng mạch điều khiển chương trình.
Bộ biến đổi A /D theo nguyên tắc servo
Bộ biến đổi này có ba phần tử cơ bản: mạch so sánh, mạch đếm hai chiều và bộ biến
đổi D /A.
Hình 1.10. Bộ biến đổi A /D theo nguyên tắc servo

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
20
EBOOKBKMT.COM
Tín hiệu điện áp vào UA so sánh với điện áp ra D /A. Nếu UA > U0 thì bộ biến đếm
đếm theo chiều tiến. Nếu UA < U0 thì bộ đếm đếm theo chiều lùi cho đến khi UA =
U0 thì bộ đếm dừng, tương tự như cơ cấu servo. Tuy vậy tốc độ biến đổi điện áp vào
UA luôn luôn phải nhỏ hơn tốc độ của bộ đếm và bộ biến đổi D /A. Nên thời gian
biến đổi phụ thuộc vào tần số xung nhịp fH và phản ứng của bộ so sánh.
c. Máy tính số hoặc bộ vi xử lý.
Máy tính thực hiện các thuật toán như: dịch chuyển, cộng, nhân, lưu giữ: nó
tạo nên tín hiệu điều khiển uk=u(kT) theo chu kì, là hàm của các đại lượng uk-1, uk-2,
…uk-q ở các thời điểm trước đó và các đại lượng sai lệch ek-1, ek-2, …ek-q. Angorit
mô tả hàm ấy có dạng tuyến tính như:
n n
u(mT)=bk
e(m-k)T-ak
u(m-k)T
k=0 k=1
uk =a1uk-1 +a2uk-2 +...+aq uk-q +b0ek +b1ek-1 +...+bpek-p
Yêu cầu là xác định các hệ số aj và bj sao cho đáp ứng của hệ số đối với đại lượng
đặt xd(kT) là thích hợp mặc dù có nhiễu tác động đến hệ thống hay đến cảm biến.
Trong angorit, sai lệch e(kT) xuất hiện đồng thời với điều khiển, đòi hỏi chu kì
lượng tử hoá T đủ lớn (ít nhất là 20 lần ) so với thời gian tính u(kT). Thời gian lấy
mẫu và thời gian biến đổi tín hiệu đều cần tính đến để chộ T.
Chu kì lấy mẫu T ảnh hưởng rất lớn đối với chất lượng của hệ kín. Nếu T quá lớn
hệ có thể mất ổn định. Nếu T và mức lượng tử hoá (mà quá trình phân tích không
quan tâm đến) đủ bé thì tín hiệu số cũng như tín hiệu rời rạc có thể xem như liên
tục.
Ngày nay với sự phát triển vượt bậc của công nghệ thông tin, điện tử các nhà
sản xuất đã tích hợp các hệ vi xử lý tín hiệu số để thay thế các máy tính trong hệ
điều khiển số. Các hệ vi xử cùng với các bộ chuyển đổi A/D,D/A được tích hợp trên
một Board đơn (Card). Có nhiều hãng đã sản xuất nhiều Card điều khiển số DSP để
ứng dụng trong công nghiệp và nghiên cứu, điển hình là các Card DS1102,DS1104,
DS1103, DS1105.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
21
EBOOKBKMT.COM

1.1.2. Cở sở của điều khiển số.
1.1.2.1. Biến đổi Z
Khi phân tích hệ điều khiển tuyến tính liên tục thì ta dùng phép biến đổi Laplace
lúc đó hàm truyền của hệ thống là tỷ số giữa hai đa thức theo biến t. Trong hệ điều
khiển số thì hàm truyền của hệ thống không còn là một đa thức đại số theo p mà đa
thức đại số theo eTp
. Để đơn giản ta đặt eTp
 z lúc đó hàm truyền của hệ thống
trở thành đa thức đại số theo z. Ta có thể sử dụng các kết quả đã khảo sát ở hệ tuyến
tính liên tục cho hệ điều khiển số.
1.1.2.1.1. Phép biến đổi z
Cho tín hiệu rời rạc x(nT) thì biến đổi z của tín hiệu này sẽ là:

X(z)  x(nT)z
n

Công thức trên được gọi là công thức biến đổi Z theo hai phía. Trong kỹ thuật
điều khiển số ta thường dùng biến đổi Z theo một phía (0  +).

X(z)=X(nT)z
n
0

Xét hàm liên tục f(t) có hàm rời rạc là: f(nT)=f(t)(t  nT)
0
Trong đó (t  nT) là xung Đirăc
*   
Biến đổi Laplace ta có: F(p)  f (nT)etp
dt  f (t)(t 
nT)etp
dt
0 0 0
* 

 F(p)  f(nT)e
nTp
0
Với Z = eTp
 p =
1
lnZ
T
*
F(p) =

p 

1
ln
Z

T 

= F(z) = f(nt)z
n
0

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
22
EBOOKBKMT.COM

Biến đổi Z của hàm 1(t): f(t) = 1(t)
f(nT) = 1(n) với T = 1
 Z1(t) = 
1(n)2 n
0
= 1 +
1

1
z z2
+ … =
z
z  1

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
23
EBOOKBKMT.COM

n
m
= =
Biến đổi Z của hàm f(t) = e-aT
với a = const
f(nT) = f(n) với T = 1 = e-na
Zeat
= ena
zn
= 1 + e-a
z-1
+ e-2a
z-2
+ ...
0
 là cấp số nhân lùi vô hạn với q = e-n
z-1
là công bội
Vậy Zeat
=
1
=
1 ea
z z
a a
1  q
1 
1
ea
z
e z  1 z  e
1.1.2.1.2. Các tính chất của biến đổi Z
a. Tính dịch gốc
Nếu hàm f(n) có biến đổi Z là F(z) thì hàm f(n + 1) có ảnh là:
ZF(z) – Zf(0) ( f(0) là điều kiện đầu )
Tổng quát: Zf(n  m =
b. Tính chất tuyến tính
m1
Zm
F(z) - f (
j)z( mj )
j0
Nếu f1
(n)  F1
(z) vµ
f2
(n)  F2
(z)
thì:
Za f (n) 
b f
(n) a F (z)
 b F
(z)
1 2 1 2
c. Giá trị đầu của hàm gốc rời rạc
f (n  0)  f (0)  Lim F(z)
z 

Xuất phát từ biến đổi Z: Vì
Z  f


 f
(n)z n
0
 f (0)  f
(1)z 1
 ...  f (n)z n
 Lim F(z)  f (0)  lim f (n)
z

d. Giá trị cuối của hàm gốc rời rạc
n0
limf(n)  lim(1  z 1
)Fz
n z1
Vì Zf (n  1)  f (n) lim f (n

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
24
EBOOKBKMT.COM
m
 1)  f (n)z n
m
n
0
Z F(z)  F(z)  lim f (n 
1)  f (n)z n
m
n
0

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
25
EBOOKBKMT.COM
0
lim(z  1)F(z)  f (0) limf (m  1)  f
(0)
z1 m

Lim f(n)  Lim(1  z 1
)F(z)
n

e. Biến đổi Z của sai phân tiến (
f(n) )
Δf(n)=f(n+1)-f(n)
z1
ZΔf(n)=Zf(n+1)-f(n)=Zf(n+1)-Zf(n)
ÛZΔf(n)=zF(z)-zF(0)-F(z)=(z-1)F(z)-zf(0)
Tương tự đối với sai phân cấp hai:
Z2
f (n) (z 1) Zf (n) z f (0)  (z 1)2
F(z) 
z(z 1)f (0)  z f (0)
f. Biến đổi Z của sai phân lùi
f (n)  f (n)  f (n 1)
Zf (n) F(z)  z 1
F(z)  F(z)(1  z 1
)
1.1.2.1.3. Biến đổi Z ngƣợc: Cho hàm F(z) tìm f(n). Có ba cách để thực hiện:
a. Phân tích thành những phân thức đơn giản
Phân tích thành những phân thức đơn giản sau đó sử dụng bảng ảnh gốc và
các tính chất biến đổi Z sẽ được kết quả.
b. Phân tích thành chuỗi luỹ thừa
F(z)  f
(n)z n
 f

f (1)

f2
z z
2
 ...
Suy ra f(n) ở thời điểm lấy mẫu ta xác định được giá trị thời gian.
c. Dùng phương pháp tích phân ngược
e(nt) =
1
 F(z)z  n 1
dz
2 j
L
Trong đó đường cong L lấy sao cho bao kín nghiệm (đường cong kín L là
đường tròn đơn vị). Phương pháp này ít dùng.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
26
EBOOKBKMT.COM
d. Sử dụng máy tính số
Chuyển F(Z) thành phương trình sai phân, sau đó giải phương trình sai phân
bằng máy tính.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
27
EBOOKBKMT.COM

1.1.2.1.4. Biến đổi Z phát triển
Biến đổi Z phát triển là một công cụ để xác định hàm thời gian giữa các lần
lấy mẫu khi mà số lần lấy mẫu không phải là số nguyên của tần số lấy mẫu.
Trong trường hợp này ta thay phép biến đổi Z thông thường bằng cách thêm
vào hệ thống dữ liệu lấy mẫu một sự trì hoãn thời gian tưởng tượng. Khi đó phép
biến đổi này sẽ mô tả các chuỗi xung được làm rõ bởi các hàm thời gian, với bội số
không nguyên của tần số lấy mẫu.
Bằng cách thay đổi thời gian trễ ta có thể tìm được tín hiệu liên tục giữa các
lần lấy mẫu.
- Xét hàm thời gian như hình vẽ (Hình 1.11). Hàm được làm trễ một khoảng
thời gian 

giây. Nếu là số nguyên thì biến
đổi Z của hàm e(t 
T)
là : e(t)
Ze(t  T) z 
E(z)
Nếu chọn n  1   
n
thì sai số giữa
(n-
1)
n (n+1) t
nT và T là :
T  nT  T    n
 

Trong đó  là một số dương và
0   
1.
Hình 1.11 : Hàm thời gian
Giả thiết E(p) là biến đổi Laplace của e(t) và E(p, ) là biến đổi laplace của e(t-
T )
Le(t  T) E(p,  
E(p) e Tp
)
Thay   n 

ta có:
E(p, )  E(p) e nTp
e Tp
Biến đổi Z phát triển:
E(z, )  z n
ZE(p) e Tp
 E(z, )  E n 
Tz n
0

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
28
EBOOKBKMT.COM
1.1.2.2 Tín hiệu và lấy mẫu tín hiệu trong hệ điều khiển số

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
29
EBOOKBKMT.COM
1.1.2.2.1. Lấy mẫu tín hiệu
Trong hệ điều khiển số luôn tồn tại hai loại tín hiệu là tín hiệu liên tục và tín
hiệu rời rạc. Tín hiệu đưa vào máy tính là tín hiệu
rời rạc, còn tín hiệu đưa vào đối tượng điều khiển
và đối tượng đo lường là tín hiệu liên tục.
Để tín hiệu đưa vào máy tính số ta phải
biến đổi các tín hiệu đo lường vốn là liên tục
thành tín hiệu rời rạc và nó được gọi là quá trình
cắt mẫu tín hiệu.
Xét một tín hiệu liên tục như hình vẽ (Hình
1.12):
Ta giả thiết lấy mẫu tín hiệu ở những điểm cách
đều nhau. Với cách lấy mẫu như thế thì hàm x(t)
được mô tả bởi chuỗi các con số rời rạc x(0), x(T),
x(2T), x(3T), …., x(nT). Nó mô tả các giá trị của
hàm x(t) tại các thời điểm rời rạc về thời gian.
Các giá trị của hàm tại các điểm khác như
x (
2
T) …. chỉ có thể có được nhờ phương
pháp
5
nội suy.
x(t)
T 2T 3T …
… nT t
Hình 1.12. Tín hiệu liên tục
x(nT)
T 2T 3T …
… nT t
Hình 1.13.Tín hiệu rời rạc
Trong thực tế các khâu điều khiển và đối tượng điều khiển thường là tương
tự, vì vậy tín hiệu rời rạc sau khi lấy mẫu phải được xây dựng thành tín hiệu liên
tục, trong suốt khoảng thời gian giữa hai lần lấy mẫu. Quá trình này được gọi là quá
trình lưu giữ dữ liệu (Hold), có hai cách để lưu giữ dữ liệu đó là: lưu giữ bậc
không và lưu giữ bậc một.
1.1.2.2.2. Các đặc tính lấy mẫu
Một bộ lấy mẫu lý tưởng được mô tả như hình vẽ(H-21) sau:

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
30
EBOOKBKMT.COM

x(t) x(nT) x(t)
x(nT) Bé c¾t mÉu
Hình1.14:Bộ cắt mẫu
Với bộ cắt mẫu lý tưởng trên sẽ tạo ra một chuỗi xung đơn vị rời rạc từ hàm liên
tục. Giả thiết thời gian đáp ứng của bộ cắt mẫu nhỏ hơn nhiều thời gian giữa hai lần
lấy mẫu liên tiếp (chu kỳ lấy mẫu), khi đó giá trị rời rạc x(nT) chính là các giá trị
của hàm khi bộ cắt mẫu đóng.
Để mô tả toán học quá trình lấy mẫu ta có thể coi bộ
lấy mẫu như một công cụ thực hiện phép nhân tín hiệu
x(t) với hàm lấy mẫu (t). Việc này tương đương như
việc điều chế tín hiệu, trong đó sóng mang là hàm (t)
0 T 2T t
(t-nT)
và ta có x(nT) =x(t).(t). Hàm lấy mẫu tốt nhất là chuỗi xung đơn vị, chuỗi xung
này có bề rộng vô cùng hẹp, biên độ vô cùng lớn (chính là đạo hàm của hàm 1(t) )
nó là các hàm (t), (t-T), (t-2T), …(t-nT)
Trong thực tế các bộ lấy mẫu vẫn có một khoảng thời gian tác động nhất
định, do đó hàm lấy mẫu thực tế có một diện tích xác định khác một (diện tích A).
Ta chỉ có thể coi các hàm lấy mẫu có diện tích bằng một khi thời gian lấy mẫu nhỏ
hơn nhiều hơn so với hằng số thời gian của hệ thống (thường gặp trong thực tế).
Giả thiết hàm lấy mẫu được mô tả bởi chuỗi xung đơn vị:

(t) = δ(t  nT)
n

Trong đó: (t-nT) =
0 víi t  nT
 víi t 
nT
d
sao cho (t  nT) dt =1 chính là đạo hàm của
dt
1(t-nT)
*
Khi đó hàm x(t) được điều chế như sau: x
(t) 


x(nT)(t  nT)
n 

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
31
EBOOKBKMT.COM


Trong đó: x(nT) là giá trị của hàm tại thời điểm lấy mẫu. Vì hàm (t-nT) chỉ
có giá trị xác định tại thời điểm nT, do đó có thể thay x(nT) = x(t). Mặt khác, x(t)
xác định từ thời điểm t = 0.
* 
Từ đó ta có: x(t) x(nt)(t  nT)
n



1.2. Tổng hợp hệ điều khiển số
1.2.1. Lý luận chung.
Hệ điều khiển số được tổng hợp theo hai hước chủ yếu: trong miền tần số và
trong không gian trạng thái. Tổng hợp trong miền tần số chủ yếu dựa vào mô tả
động học của hệ tầng bằng các biến đổi Laplace và Fourier (còn gọi là phương pháp
tổng hợp dùng kỹ thuật biến đổi). Hướng thứ hai là tổng hợp hệ điều khiển số trong
không gian trạng thái.
Phương pháp dùng kỹ thuật biến đổi có các phương pháp gián tiếp (phương
pháp tương tự) và phương pháp trực tiếp.
Ở phương pháp gián tiếp, một bộ điều khiển liên tục lý tưởng Gc(s) được tổng
hợp sau đó một tổ hợp “CAD - bộ điều khiển gián đoạn -DAC” được chọn sao cho
tương ứng với Gc(s) như ở hình 1.15. Phương pháp này được những người quen
dùng điều khiển tương tự ưa chuộng vì chỉ cần biến đổi từ kỹ thuật tương tự sang
số. Tuy nhiên việc gián đoạn hoá bộ phận điều khiển sẽ cho kết quả kém chính xác
vì:
1. Tín hiện liên tục dạng bậc thang từ phần tử lưu giữ không thể tạo nên tín
hiệu lý tưởng u*(t).
2. Tín hiệu lý tưởng ấy phụ thuộc liên tục vào y(t), còn bộ điều khiển số chỉ đo
được y(t) ở thời điểm lấy mẫu.
Tuy nhiên, nếu so với phổ của các tín hiệu đầu vào, đầu ra mà chọn tần số
lượng tử hoá đủ lớn, có thể chọn được bộ phận điều khiển gián đoạn gần như Gc(s).
Phương pháp chọn giản đơn nhất là theo:
Gc(z) = Gc(s)|s = (z-1))/T

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
32
EBOOKBKMT.COM
Một phương pháp chuẩn xác hơn:
Gc(z) = Gc(s)s = 2(z-1))/T(z+1).
Quá trình gián đoạn (đối với bộ điều khiển)
Gc(z)
Khối điều khiển, số
(theo thời gian gián đoạn)
DAC
phần tử lưu giữ
ADC
phần tử lấy mẫu
G1(s) Quá
trình liên
tục
Bộ điều chỉnh liên tục (đối với quá trình)
Hình 1.15: Mối quan hệ quá trình gián đoạn và liên tục
Phương pháp thứ hai là phương pháp biến đổi đơn ứng (biến đổi kép, biế đổi
Tustin) duy trì được điều kiện ổn định của hàm truyền: nếu Gc(s) ổn định thì Gc(z)
cũng ổn định do phép biến đổi đã chuyển miền bên trong đường tròn đơn vị ở mặt
phẳng z sang nửa mặt phẳng trái của s. Tuy nhiên điều đó không có nghĩa là nếu
Gc(s) ổn định được quá trình thì bộ điều khiển gián đoạn “CAD - Gc(z) - DAC”
cũng sẽ ổn định được quá trình. Do vậy sau khi chọn bộ phận điều khiển số cần
đánh giá lại sai lệch và tính ổn định của hệ.
Chú ý rằng phần tử lưu giữ bậc không tạo độ trễ trung bình là
1.16) cho nên bộ điều khiển Gc(s)e-
sT/2
.
T
(như ở hình
2
Lương tử hoá có tần số lớn,
khoảng 10 đến 20 lần tần số riêng của
đối tượng.
Ở phương pháp trực tiếp quá Hình 1.16

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
33
EBOOKBKMT.COM
n
trình liên tục cùng với các phần tử lưu giữ và lấy mẫu được xem như một quá trình
gián đoạn, tổng hợp trong miền z, cho phép khai thác tính năng mềm dẻo của máy
tính mà phương pháp tương tự bị hạn chế.
Tín hiệu liên tục ở đàu vào u(t) được xác định hoàn toàn bởi uk. Kết quả là y(t)
= G1(s)u(t) và tín hiệu được lấy mẫu yk được xác định hoàn toàn bởi uk. Như vậy
việc dùng bộ điều khiển gián đoạn để điều khiển một quá trình đã gián đoạn có đầu
vào uk và đầu ra yk sẽ không cần đến sự xấp xỉ nào. Phương pháp trực tiếp cơ sở
trên đáp ứng được xác định trước (áp đặt) đối với tín hiệu vào hay nhiễu nhất định,
nhằm thoả mãn những yêu cầu đặt ra như độ chính xác, lượng quá điều chỉnh, thời
gian quá độ hay những chỉ tiêu đặc trưng khác đối với hệ xung như ổn định vô tận,
thời gian cực tiểu…
Tuy nhiên cần chú ý rằng việc gián đoạn hoá sẽ làm mất khả năng quan sát
được và điều khiển được đối tượng. Mặc dù điều này chỉ xảy ra khi T=
 



 (r là
 r 


tần số riêng của đối tượng) và chỉ ở hệ đơn biến. Do đó cần chọn T<
Ti
để
2
 T 
tránhtrường hợp ngươcng T= n i
. Như vậy tần số lượng tử hoá lớn còn là để loại
 2r 

trừ mất khả năng quan sát được và điều khiển được.
Nếu đã ổn định được quá trình gián đoạn (nghĩa là xk  0) thì bảo đảm được
sự ổn định của quá trình liên tục (nghĩa là x(t) 0).
1.2.2. Điều kiện để tổng hợp đƣợc bộ điều khiển số trong hệ.
Ở hình 1.17 có sơ đồ khối của hệ xung mà máy tính số thực hiện chức năng
của hệ điều hành Gc*(s).
Hệ kín có hàm truyền
Y *(s) G *(s)G(s)
Wk*(s) =
X *(s)
 c
1 Gc *(s)G *(s)
Hình 1.17
với G*(s) là phần không thay đổi của hệ xung

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
34
EBOOKBKMT.COM
Bộ điều khiển được xác định bởi: G*(s) =
1 Wk *(s)
(*)
G*(s) 1 Wk *(s)
Gc*(s) có thể thực hiện được nếu bậc của mẫu số lớn hơn hoặc bằng bậc của
tử số; nói cách khác tín hiệu ra không vượt trước tín hiệu vào.
Nếu Wk*(s) = wke-kỹ thuật
+ wk+1e-(k+1)T
+… và sau khi chia từ cho mẫu số của
hàm truyền G*(s) ta có: G*(s) = gnenT
n -(n+1)T
+….
+g e
W ekT
 W e(k 1)T
...
Biểu thức (*) có dạng : Gc*(s) = k k1
=Ck - ne-(k-n)T
+ Ck-n+1e-(k-n+1)
+….
(gnenT
...)(1 WkekT
...)
Điều kiện thực hiện được là k  n để tín hiệu ra của bộ điều khiển không thể có
được khi chưa có tín hiệu vào.
Như vậy, bậc của hàm truyền hệ kín mong muốn Wk*(s) không thấp hơn bậc
của thành phần không biến đổi G*(s) của hệ.
1.2.3. Chọn tần số lấy mẫu.
Việc chọn tần số lượng tử hoá 0 (hay thời gian lấy mẫu T) rất quan trọng.
Nếu 0 quá bé sẽ có hiện tượng méo tín hiệu, mất lượng thông tin, giảm chất lượng,
thậm chí còn có thể mất ổn định. Nếu chọn 0 quá lớn (hay T quá bé) một mặt hệ có
đáp ứng gần với hệ liên tục mong muốn, tổng hợp theo phương pháp biến đổi, mặt
khác đòi hỏi tốc độ tính phải nhanh, giá thành sẽ cao, tuy rằng hạn chế về phương
diện này ngày càng giảm nhẹ do công nghệ và máy tín ngày càng phát triển. Việc
chọn đúng tần số lượng tử hoá vẫn còn mang tính chất “nghệ thuật” hơn là tính chất
khoa học.
1. Việc chọn tần số lượng tử hoá hợp lý trước tiên dựa vào bản chất của quá
trình.
- Các phản ứng hoá học là quá trình chậm có thời gian điều khiển tính bằng
giờ.
- Các quá trình nhiệt, thời gian điều khiển tính bằng phút.
- Các hệ điều khiển tàu thuỷ chẳng hạn tác động vào cần lái đòi hỏi nhiều giây
để dẫn tàu đúng hướng.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
35
EBOOKBKMT.COM

0
- Các quá trình cơ học tác động nhanh (như người máy chẳng hạn) thời gian ấy
tính đến phần trăm của giây.
Trong trường hợp thứ nhất chu kỳ lượng tử hoá T không phải bị giới hạn bởi
công suất và tốc độ tính của máy. Trong trường hợp cuối những hạn chế về kinh tế
(giá thành của máy tính chất lượng cao) lại đặt ra. Ngoài ra còn phải tính đến những
khó khăn khác: Khi T  0 các mô hình của quá trình trở nên thô thiển (F = I, G =
0) tất cả các nghiệm cực đều bằng 1. Do đó việc tính toán các bộ điều khiển số có
khó khăn. Các phương trình truy hồi trở nên kém chính xác ở thời gian thực, các
phương pháp xây dựng hệ “ổn định vô tận”, “thời gian cực tiểu” không còn ý nghĩa.
Do đó việc xác định T (hay 0) hợp lý là cần thiết, tuy rằng các khó khăn trên đều
có biện pháp để khắc phục .
2. Tần số lượng tử hoá 0 được chọn phải thoả mãn định lý Kachenhicov .
Khi có tín hiệu liên tục đã gián đoạn hoá cần được phục hồi thì tần số lượng tử
hoá ít nhất phải gấp đôi tần số lớn nhất của tín hiệu ấy 0. Đối với hệ điều khiển
kín, tần số lượng tử hoá không bé hơn hai lần dải thông tần cần thiết 0 mà dung
lượng phổ tín hiệu vào phụ thuộc vào  nên:
0

2
b
Đó là giới hạn thấp nhất có thế. Trong thực tế giới hạn này có thể quá thâp đối
với đáp ứng thời gian chấp nhận được. Để đảm bảo độ chính xác cần thiết và tải của
máy tính, thường được chọn: 4 

0
 20
b
Hay T được chọn khoảng 1/10 hằng số thời gian bé nhất của đối tượng.
Ở quá trình quá độ, khi lượng đạt được trị số xác lập với thời gian đáp ứng tm
của hệ cần có 2 đến 4 chu kỳ lượng tử hoá T.
3. Trong nhiều trường hợp, cần có độ trơn cao đối với hàm quá độ. Mức độ
trơn tuỳ thuộc vào đối tượng cụ thể; đối với động cơ điện, chu kỳ gián đoạn có thể
lớn hơn đối với cơ cấu thừa hành thủy lực. Đôi khi giữa phần tử lưu giữ (ZOH) và
cơ cấu thừa hành thuỷ lực có bộ lọc hạ tầng. Mức độ trơn còn tuỳ thuộc vào phạm
vi ứng dụng của hệ. Đối với con người, tác động có ảnh hưởng trực tiếp, đòi hỏi

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
36
EBOOKBKMT.COM

mức độ trơn cao hơn so với các thiết bị điều khiển vệ tinh không có người. Ví dụ
với hệ có tm=1sec (giải thông tần là 0,5Hz) cần chọn 0 từ 3 đến 20Hz để đáp ứng
trơn và hạn chế lượng quá điều chỉnh. Do đó cần chọn: 6 

0
 40
d
Nhiễu tác động vào đối tượng rất đa dạng, từ nhiễu bậc thang đến ồn trắng
(Whitenoise). Đối với tần số lượng tử hoá thì nhiễu ngẫu nhiên có tần số cao là có
ảnh hưởng nhất. Một hệ liên tục chống nhiễu tốt là hệ có sai số đo nhiễu tạo nên là
bé. Nếu dùng điều khiển số đối với hệ này thì chất lượng ấy sẽ giảm. Nếu tỷ số
0
càng bé thì sự suy giảm chất lượng do lượng tử hoá lớn khi có nhiễu là ồn trắng
d
tác động. Đối với hệ điều khiển có bộ quan sát thì tỷ số tối ưu
0
 20.
d
Nếu chu kỳ lượng tử hoá lớn hơn thời gian đáp ứng của quá trình thì nhiễu sẽ tác
động vào quá trình trước khi bộ điều khiển có tác động hiệu chỉnh. Do đó tần số
lượng tử hoá được chọn trên cơ sở đánh giá động học của quá trình và nhiễu, động
học của quá trình và khả năng của máy tính. Các bộ điều khiển trên thương trường
với ít mạch vòng điều khiển có chu kỳ lượng tử hoá bé và cố định.
1.2.4. Thiết kế bộ điều khiển số theo phƣơng pháp liên tục.
Phương pháp thông thường để thiết kế hệ điều khiển số là chọn bộ điều khiển
Gc(s) cho hệ liên tục tương đương, rồi xấp xỉ hoá bộ điều khiển liên tục ấy với bộ
lọc số cần tìm Gc(s) (hay Gc(z)). Có nhiều phương pháp để thực hiện.
1.2.4.1. Phƣơng pháp vi phân:
Bộ điều khiển số được mô tả bằng phương trình lặp, rất gần với phương trình
vi phân của bộ điều khiển tương tự. Ví dụ bộ điều khiển PID có hàm truyền và
phương trình vi phân tương ứng.
G (s)=k +k
1
+k s=

U(s) 
c p i
s d
Es  
(1-7)

t

de 

u(t)=kpe(t)+ki e(t)dt+kd
dt 

0 

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
37
EBOOKBKMT.COM


Có ba phương pháp xấp xỉ hoá tín hiệu liên tục e(t) thành tín hiệu gián đoạn
e(kT).
1. Xấp xỉ sai phân hữu hạn bậc một đối với tích phân.
a) Luật chữ nhật theo tích phân tiến
Diện tích dưới đường cong e(t) được
xấp xỉ bằng diện tích chữ nhật như ở hình
1.18. Tích phân của e(t) tại t=kT được xấp xỉ
bởi:
u(kT) = u[(k-1)T] + Te(kT) (1-8)
Nếu lấy biến đổi z cho cả hai vế, hàm
truyền của khâu tích phần gián đoạn là:
Gi(z)  ki
U(z)
 k
Tz (1-9)
E(z)
i
z 1
b) Luật chữ nhật theo tích phân lùi
Như ở hình 1.19 tích phân của e(t) tại t = Kt
được xấp xỉ bởi:
u(kT) = u[(k-1)T]+Te[(k-1)T (1-10)
và hàm truyền của khâu tích phân gián đoạn là:
Hình 1.19
Gi(z)  ki
U(z)
k
T (1-11)
Ez



i
z 1
c) Luật hình thang theo tích phân giữa
Diện tích dưới đường cong được xấp xỉ
bằng hình thang như ở hình 1.20.
u(kT) = u[(k-1)T] +
T
{e(kT)+e[(k-1)T]}
2
(1-12)
Hàm truyền của khâu tích phân gián đoạn là:
Hình 1.20
Gi(z) ki
U(z)
 k
T z 1 (1-13)
Ez i
2 z 1
2. Xấp xỉ sai phân hữu hạn bậc một đối với đạo hàm:

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
38
EBOOKBKMT.COM
i
c
p
Đạo hàm của e(t) tại t=kT có thể được xấp xỉ theo sai phân lùi bằng cách xác
định e(t) ở thời điểm t=kT và (k-1)T:
de(t)
dt
tkT 
1
(e(kT)  e(k 1)T )
T
(1-14)
Lấy biến đổi z cho cả hai vế ta có: u(z) =
1
(1 z1
)E(z) 
z 1
E(z)
T Tz
Phương pháp xấp xỉ nói trên tương ứng với:
Z = etS
 1+Ts và s 

z 1
T
Tổng hợp thành phần tỷ lệ, tích phân và vi phân ta có bộ điều khiển PID với
hàm truyền theo:
a) Luật chữ nhật tích phân tiến:
 kd  

k  k
kp 
T
 Tki z2
 k 
2 d
z  d
T T
Gc(z) =    
z(z 1)
b) Luật chữ nhật tích phân lùi
 kd  

k  k
Gc(z) =
kp 
 T
z2
 Tk
 
 kp 
2 d
z  d
T  T
z(z 1)
c) Luật tích phân hình thang :
 Tk k  Tk k  k
kp  d
z2
 2
 kp 

d
z  d
Gc(z) =  2 T   2
z(z 1)
T  T
Sơ đồ khối để thực hiện bộ điều khiển PID gián đoạn như ở hình 1.21.
1.2.4.2. Bộ điều khiển số đƣợc xác định theo hàm truyền đạt
Vì z = eTs
nên hàm truyền đạt của bộ điều khiển số về nguyên tắc có thể được
xác định bằng cách thay thế s =
1
ln(z). Tuy nhiên biểu thức xác định G (z) là siêu
T
việt . Để tổng hợp bộ điều khiển có thể dùng phương pháp khai triển ln(z) và chỉ giữ
lại thành phần thứ nhất hoặc chỉ áp dụng biểu thức z=eTs
ở nghiệm không của Gc(s).
1. Biến đổi tuyến tính kép:

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
39
EBOOKBKMT.COM

 .
,
3

Khai triển ln(z) dưới dạng
Ln(z) = 2

v 
v
 3

 ...


|v| =
1 z1
1
1 z1
Và biểu thức s =
bây giờ có dạng
1
ln(z)
T
s 

2 1-z-1
2 z-1
. = . =w(z)
T 1+z-1
T z+1
(1.15)
w là đại lượng xấp xỉ
của s.
Hình 1.21
Phương pháp xấp xỉ này (phương pháp Tustin) tương ứng với phương pháp
tích phân giữa - luật tích phân hình thang.
(k-1)T kT
u(kT) =  e(t)dt+  e(t)dt (1.16)
0 (k-1)T
e(k-1)T+e(kT)
từ đó: u(kT) = u[(k-1]+T
2
Biến đổi z của phương trình sai phân trên là:
(1.17)
u(z) = z -1u(z) +
-1
(z -1+1) E(z) 

u(z) T 1 z
1

T
.
z 1 
(1.18)
E(z) 2 1 z 2 z 1 

Biểu thức (1-13) và (1.18) chỉ khác nhau ở hệ số ki mà bộ điều khiển tích phân
đã được cho trước.
2. Phương pháp tương nghịch nghiệm cực và nghiệm không
Như đã biết, nghiệm cực và nghiệm không sj của Gc(s) ánh xạ vào nghiệm cực
và nghiệm không của Gc(z) tương ứng với zj = esjT
còn hệ số khuyếch đại của Gc(z)
thì thoả mãn điều kiện.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
40
EBOOKBKMT.COM
G0(z)|z=1 = Gc(s)|a=0 (1.19)
Nếu Gc(s) có nhiều
nghiệm không khí  
thì Gc(s)  0. Điều ấy
tương ứng với Gc*(s) = 0
ở dải tần thứ nhất


0
,
0  
và G (z) = 0

 2 2 

0
với z = 1. Vì vậy, để bậc
của tử số và mẫu số như
nhau, cần thâm nhân tử
(z+1) ở (z+1)q-p
mà q và p
là bậc của mẫu số và tử số
của Gc(s).
1.2.4.3. Phƣơng
pháp dùng biến đổi z
Ở phương pháp này,
Gc(z) được xác định theo
biến đổi z đối với Gc(s)
sao cho hàm trọng lượng
hay hàm quá độ của
chúng như nhau. Ở đây phần tử lưu Hình 1.22
giữ
(ZOH) chỉ tạo nên dạng bậc thang của hàm trọng lượng hay hàm quá độ, xấp xỉ với
hàm liên tục tương ứng. Hệ kín sẽ cho chất lượng xấp xỉ kém. Ví dụ với hàm trọng
lượng Gc(z) = cz{Gc(s)} hằng số c được xác định theo điều kiện (1.19).
Đáp ứng tần số của bộ lọc số và tương tự khác nhau ở tần số cao nên phương
pháp này chỉ dùng cho các bộ điều khiển có đáp ứng tắt nhanh ở tần số cao với thời
gian lấy mẫu T bé để phổ ần chồng lên nhau. Hình 1.22 có đáp ứng tần của bộ lọc
bậc hai nhằm so sánh các phương pháp xấp xỉ khác nhau nói trên. Chu kỳ lượng tử

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
41
EBOOKBKMT.COM
ob
hoá T=1s là nhỏ so với chu kỳ riêng của bộ lọc T0=2 . Phương pháp xấp xỉ theo
chư nhật về biên độ và pha đều khác xa với đáp ứng tương tự làm chuẩn. Hệ số
khuếch đại tĩnh không còn như trước sau khi dùng biến đổi z ở đáp ứng hàm trọng
lượng. Biến đổi z với cả phần tử lưu giữ (đáp ứng hàm quá độ) cho đáp ứng tốt về
biên độ nhưng không tốt về pha do độ trễ T/2. Biến đổi tuyến tính kép biến dạng
được áp đặt cùng biên độ ở tần số riêng r 1rad / sec
về biên độ cũng như pha, nhưng ở tần số giới hạn
π
T
cho kết quả chấp nhận được
biên độ bằng không. Phương
pháp tương thích nghiệm không và nghiệm cực có biên độ thấp hơn đáp ứng tương
tự. Kết quả so sánh này giải thích vì sao biến đổi tuyến tính kép thường được dùng
ở các bộ lọc số.
1.2.4.4. Tổng hợp bộ điều khiển có tính phần tử lƣu giữ (ZOH)
Ở các phương pháp đã nêu trên, phần tử lưu giữ không được tính đến khi xác
định Gc(z).Phần tử lưu giữ có thể thay thế bởi Gca(s) = e-Ts/2
vì tín hiệu ở đầu ra của
nó chậm sau một thời gian
T
hoặc bởi G
2
Ts
(s) =
T
1+
Ts
2
suy ra từ
Gob(s) =
1-e-Ts
s
và e-Ts
=
1-
2 .
1+
Ts
2
Việc chọn bộ điều khiển tương tự để đặt trước G0a(s) G1(s) hay Gob(s), G1(s)
được thực hiện như ở hệ liên tục. Tuy nhiên cần biết trước chu kỳ lượng tử hoá T.
Một phương pháp khác được thực hiện theo các bước sau:
* Tính phần không biến đổi của hệ :G(z) = (1-z-1
) z
G1(s)

s

 


* Dùng biến đổi tuyến tính kép bằng cách thay z bởi
* Vẽ đường cong Bode L(*) và (*) .
2  wT
2 - wT
để có G(w).
* Chọn khâu hiệu chỉnh dạng Gc(w) = k
ổn định và độ chính xác.
w  a
w  a
chẳng hạn, thoả mãn điều kiện

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
42
EBOOKBKMT.COM
n
* Gián đoạn hoá khâu hiệu chỉnh Gc(w) để có Gc(z)
1.2.5. Thiết kế bộ điều khiển số theo phƣơng pháp trực tiếp.
Như đã nêu, phương pháp gián tiếp không khai thác hết khả năng linh hoạt của
máy tính trong điều khiển số. Ví dụ các nghiệm không và nghiệm cực của thiết bị
bù đều nằm trên phần âm của trục thực ở mặt phẳng s. Các nghiệm ấy tương ứng
với phần dương của trục thực trên mặt phẳng z. Thế nhưng các bộ điều khiển số cho
phép có nghiệm cực và nghiệm không ở cả phần âm và phần dương của trục thực
trên mặt phẳng z nên điều kiện hạn ché được mở rộng hơn. Điều khiển số còn cho
phép tổng hợp các bộ điều khiển có hàm truyền hệ kín mong muốn.
1.2.5.1. Phƣơng pháp quỹ đạo nghiệm số trên mặt phẳng z.
Ở đây chỉ nêu những điểm chính.
Hàm truyền của hệ gián đoạn kín được xác định bởi:
G (z)G(z) G1(s)

Wk(z) = 0
1 G0 (z)G(z)
với: G(z) = (1-z-1
)z  
 s 

Phương trình đặc trưng : 1+Gc(z)G(z) = 0
Phương pháp quỹ đạo nghiệm số thường dùng để xác định thông số K ở cơ cấu
điều khiển nên có thể viết phương trình đặc trưng dưới dạng:
r
(z-zi )
1+K i=1
= 0
(z-pj)
j=1
Mà pj và zi là nghiệm cực và nghiệm không của hệ xung hở. Từ đó:
- K =
n
(z-pj)
j=1
r
(z-pi)
i=1
Quỹ đạo nghiệm số của hệ gián đoạn được xây dựng theo những quy tắc
tương tự như ở hệ liên tục.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
43
EBOOKBKMT.COM
1. Quỹ đạo nghiệm số đối xứng với trục thực và gồm có n nhánh xuất phát từ n
nghiệm cực của phương trình đặc trưng khi K = 0; trong số đó r nhánh kết thúc ở r
nghiệm không và n - r nhánh đi về vô tận khi K = .
2. Quỹ đạo tiệm cận khi K   (n - r) tia đối xứng tạo với trục hoành một góc
π
.
n-r
Để ổn định hệ thống, có thể dùng
cơ cấu bù dạng:
Gc(z) = K’
z-a
z-b
; 0  b < a < 1
vậy K.Gc(z)G(z) =
(z-a)(z+1) T2
K ;K=K'
(z-b)(z-1)2
2
Bây giờ quỹ đạo nghiệm số sẽ có
ba nhánh vì hệ có ba nghiệm cực p1 = p2
=1; p3 = b. Một nhánh đến nghiệm không
z1 = -1, nhánh thứ hai đến z2 = a và nhánh
thứ hai tiến đến - .
Có thể có hai trường hợp:
1. Cả ba nghiệm đều thực nằm đồng
thời trên hai đoạn thẳng của quỹ đạo [b, a] và
[-1, -], trong trường hợp ấy hai nghiệm bé
hơn -1 trên đoạn [-1, -] và hệ sẽ không ổn
định.
Hình 1.23
Hình 1.24
2. Khả năng để hệ ổn định là chỉ một
nghiệm thực duy nhất nằm giữa a và b, hai
nghiệm khác là nghiệm phức có môđun
nhỏ hơn 1, nằm trong đường tròn đơn vị. Hình 1.25

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
44
EBOOKBKMT.COM
c
1.2.5.2. Bù ảnh hƣởng của khâu trễ .
Nếu thành phần không biến đổi của hệ có trễ, trong trường hợp thời gian trễ là
bội số của thời gian lấy mẫu.
 = n0T; (n0 = 1, 2, 3, …_
G(z) = G1(z) z-n0
Ở hình 1.23 trường hợp a) khâu trễ nằm trong mạch vòng sẽ làm ảnh hưởng
đến tính ổn định của hệ. Ở hình 1.24 trường hợp b) khâu trễ nằm ngòi mạch vòng và
sẽ không ảnh hưởng đến hệ. yêu cầu đặt ra là tìm cơ cấu điều khiển Gc(z) sao cho
ảnh hưởng của khâu trễ không còn nữa, nghĩa là ta có thể đẳng trị hai sơ khối ở hình
1.24 và 1.25.
Gc (z)G1 (z)zn0

G1(z)
zn0
1 G (z)G (z)zn0
1 G (z)
c
Từ đó
1
Gc (z)
1
1
n0

1 Gc (z)G1(z)z 1 G1(z)
Hay Gc(z) + Gc(z)G1(z) = 1 + Cc(z) G1(z) z-n0
Gc(z) [1 + G1(z) (1-z-n0
)] = 1
Cuồi cùng ta xác định được: Gc(z) =
1
1 G (z)(1 zn0
)
Sơ đồ thực hiện cơ cấu điều khiển số như ở hình 1.24. Như vậy việc dùng cơ
cấu điều khiển số như trên tương ứng với việc đưa phần tử trễ ra ngoài mạch hồi
tiếp. Thật vậy vì:
G (z)G (z) G (z) n
WK(z) = c 1
 1
z 0
Khi có trễ, hệ số khuyếch đại của
1 Gc (z)G1(z) 1 G1(z)
hệ có thể lớn hơn so với hệ không có phần tử trễ nên nhiều khi không cần bù toàn
bộ thời gian trễ mà chỉ cần một phần của nó.
1.2.5.3. Hệ ổn định vô tận.
Hàm truyền của hệ xung kín có dạng

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
45
EBOOKBKMT.COM
WK(z) =
Gc (z)G(z)
1+Gc (z)G(z)
với E(z) = X(z) - Y(z) = X(z)[1-WK(z)]
1 W (z)
Từ đó bộ điều khiển được xác định bởi: Gc(z) =
G(z)
. K
1 WK (z)
chế:
Việc chọn Gc(z) để đạt chất lượng mong muốn gặp phải những điều kiện hạn
1. Điều kiện thực hiện được đòi hỏi bậc của hệ kín lớn hơn hoặc bằng bậc của
phàn liên tục quy đổi (kn):
2. Sai lệch ở trạng thái xác lập, theo (4-58b) và theo định lý tới hạn
3. Ổn định vô tận đạt được khi sai lệch ở trạng thái xác lập của các trị rời rạc
bằng không, kể cả một thời điểm hữu hạn.
1.2.6. Dùng matlab để tổng hợp hệ điều khiển số
- Tổng hợp theo đặc tính tần Bode
- Tổng hợp theo quỹ đạo nghiệm số
1.3. Điều khiển số trong điều khiển chuyển động.
1.3.1. Một số cấu trúc điều chỉnh đƣợc sử dụng.
1-Khâu ĐC
2-Điều khiển mômen
3-Động cơ
4-Khâu đo
Hình 1.26. Cấu trúc cơ bản của điều chỉnh tốc độ quay

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
46
EBOOKBKMT.COM
Hình 1.27. Cấu trúc tối giản phục vụ thiết kế xấp xỉ
Hình 1.28. Cấu trúc cơ bản điều chỉnh góc
Hình 1.29. Cấu trúc cơ bản điều chỉnh góc tối giản
Hàm truyền đặc trưng của vòng điều chỉnh vị trí:
Giả thiết giá trị đặt có dạng hàm dốc tuyến tính:
Góc ra có dạng:
Độ dư sai lệch góc:

43
EBOOKBKMT.COM
ọc liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc
Hình 1.30. Cấu trúc điều chỉnh bù sai số giá trị đặt
Hình1.31. Cấu trúc điều chỉnh bù nhiễu
Số hóa bởi Trung tâm H -tnu.edu.vn

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
44
EBOOKBKMT.COM
Hình1.32. Cấu trúc điều chỉnh bù ngược
Hình 1.33. Cấu trúc điều chỉnh bù xuôi bằng phương pháp mô hình

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
45
EBOOKBKMT.COM
Hình1.34. Các giai đoạn của một quá trình chuyển động
Hình 1.35. Cấu trúc điều khiển tổng quát của một nhánh truyền động

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
46
EBOOKBKMT.COM
Hình 1.36.Các luật thông dụng nhằm điều khiển chính xác chuyển động

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
47
EBOOKBKMT.COM
1.3.2. Thiết kế và mô phỏng hệ thống bằng máy tính.
Hình 1.37. Trình tự thiết kế và mô phỏng hệ thống bằng máy tính
Hình trên giới thiệu ví dụ khi sử dụng môi trường thiết kế trên nền MATLAB &

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
48
EBOOKBKMT.COM
Simulink với phần cứng có vi xử lý tín hiệu (Digital Signal Processor: DSP) của
tập đoàn Texas Instruments. Sơ đồ chỉ ra rõ ràng: kết hợp với MATLAB và các
Toolbox, ta có thể tiến hành các bước:
Bƣớc 1: Xác định hàm truyền của đối tượng, thiết kế bộ điều chỉnh bằng lý thuyết.
Bƣớc 2: Mô phỏng Offline để bước đầu xác định tham số của thuật toán ĐC.
Bƣớc 3: Bổ xung thêm các khối xuất/nhập dữ liệu (ví dụ:các khối ADC hoặc
DAC) vào sơ đồ cấu trúc vòng ĐC.
Bƣớc 4: Sử dụng C-compiler tạo mã C để nạp xuống card hardware, cài xen với
hệ thống phần mềm điều khiển theo ngắt.
Xu hướng phát triển của ngành tự động hoá là người ta tận dụng triệt để
những thành tựu khoa học kỹ thuật mới nhất. Trong đó có kỹ thuật điều khiển số,
do có nhiều ưu điểm hơn hẳn kỹ thuật tương tự và có khả năng linh hoạt cao nên
điều khiển số được ứng dụng ngày càng nhiều, đặc biệt là trong điều khiển
chuyển động.
- Ứng dụng kỹ thuật điều khiển số trong các hệ điều khiển chuyển động mang
lại nhiều tính năng vượt trội so với kỹ thuật điều khiển chuyển động truyền
thống như: linh hoạt trong việc thay đổi thông số bộ điều chỉnh khi yêu cầu
công nghệ thay đổi, thay đổi các phương pháp điều khiển tiên tiến; tăng khả
năng chống nhiễu. Tuy nhiên để thực hiện một bộ điều chỉnh số lại mất nhiều
thời gian và gặp nhiều khó khăn.
- Để ứng dụng kỹ thuật điều khiển số vào các hệ điều khiển chuyển động, hiện
nay chủ yếu người ta sử dụng các hệ vi xử lý tín hiệu số (DSP), các máy tính
số.
- Trong công nghiệp các hệ điều khiển chuyển động số ứng dụng các máy tính,
các Card điều khiển chuyên dụng có tích hợp hệ vi xử lý tín hiệu số(DSP).
- Trong nghiên cứu, đặc biệt trong các trường đại học kỹ thuật việc nghiên cứu
các hệ điều khiển số thường được thực hiện trên các Card điều khiển số đa
năng như: DS 1102, DS 1104, DS 1103, DS 1105…

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
49
EBOOKBKMT.COM
CHƢƠNG 2. GIỚI THIỆU CARD DSP DS1104
2.1. Giới thiệu chung
Để thực hiện được các thuật toán phức tạp trong các hệ thống sản xuất hiện
đại, linh hoạt, các nhà sản xuất phải tự động hoá quá trình thiết kế, rút ngắn thời
gian thử nghiệm, nhanh chóng đưa thiết bị vào sản xuất và đảm bảo tối ưu chất
lượng sản phẩm. Điều này chỉ có được với sự trợ giúp của máy tính, qua các bước
sau:
- Trong giai đoạn phân tích: Mô phỏng thường được sử dụng để phân tích đối
tượng, phục vụ cho việc thiết kế hệ thống. Cho phép giảm chi phí trong quá trình
nghiên cứu khi chuẩn bị cho một sản phẩm mới.
Đặc điểm của mô phỏng là máy tính cần có đủ thời gian cần thiết để tính toán
tiến trình của hệ thống. Với mô hình đơn giản, kết quả tính toán nhanh và mô hình
mô phỏng phản ánh được đặc điểm động học của đối tượng. Tuy nhiên, với mô hình
phức tạp thì việc tính toán mất nhiều thời gian hơn.
- Sau khi đã qua giai đoạn phân tích: Kiểm tra bộ điều chỉnh thiết kế để tìm ra
thông số tối ưu trước khi đem đi sản xuất mạch cứng. Vì vậy, cần phải nối đối
tượng thực với bộ điều chỉnh được mô phỏng bằng thời gian thực.
Đặc điểm chính của mô phỏng thời gian thực là quá trình mô phỏng phải diễn
ra nhanh như hệ thống thực đang chạy, do đó nó cho phép ta kết hợp mô phỏng và
đối tượng thực.
- Khi bộ điều khiển đã được mô phỏng: Để có thể điều khiển được đối tượng
thực, ta bắt đầu sản xuất bộ điều chỉnh thực. Bước thử nghiệm cuối cùng, ta nối bộ
điều chỉnh thực với mô hình của đối tượng (được mô phỏng bằng thời gian thực) để
đảm bảo chắc chắn rằng bộ điều chỉnh không còn lỗi có thể dẫn đến phá hỏng đối
tượng thực, kỹ thuật này được gọi là mô phỏng có phần cứng trong mạch vòng.
Trong cả hai công đoạn trên thì mô phỏng thời gian thực là rất cần thiết. Tốc
độ tính toán yêu cầu cho mô phỏng thời gian thực phụ thuộc vào đặc điểm của mô

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
50
EBOOKBKMT.COM
hình được mô phỏng. Với những mô hình phức tạp, số lượng phép tính lớn thì thời
gian mô phỏng là vấn đề cần được quan tâm.
Hình 2.1- Card DS1104
DS1104 là Card điều khiển số do hãng dSPACE của Đức sản xuất dựa trên bộ
xử lý tín hiệu số DSP (Digital Signal Processor) dấu phẩy động (floating-point) thế
hệ thứ ba, họ TMS320Cxx của hãng Texas Instruments (Mỹ). DS1104 được thiết kế
đặc biệt để phát triển các bộ điều khiển số đa biến tốc độ cao và mô phỏng thời gian
thực. Nó thường được dùng trong các lĩnh vực sau:
- Robot.
- Các cơ cấu chấp hành bằng điện và thuỷ lực.
- Điều khiển servo các truyền động ổ đĩa (disk drive).
- Điều khiển truyền động điện.
- Điều khiển các phương tiện cơ giới.
- Điều khiển trấn động tích cực.
- Trong các máy CNC,…
và nó cũng rất thích hợp cho các tác vụ có liên quan đến xử lý tín hiệu số nói
chung.
Hạt nhân của DS1104 là bộ xử lý tín hiệu số dấu phẩy động (floating-point)
thế hệ thứ ba TMS320F240 của hãng Texas Instruments. Bộ xử lý tín hiệu số được

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
51
EBOOKBKMT.COM
bổ sung thêm một loạt thiết bị ngoại vi thường được sử dụng trong các hệ thống
điều khiển số. Các bộ biến đổi tương tự-số và số-tương tự, một bộ xử lý tín hiệu số
dựa trên các hệ con vào ra số và các giao diện cảm biến so lệch (incremental sensor)
làm cho DS1104 trở thành một giải pháp bo mạch đơn lý tưởng cho một dải rộng
các bài toán điều khiển số.
DS1104 là Card được thiết kế theo chuẩn PC/AT, do đó nó có thể cắm vào
máy tính qua cổng mở rộng ISA. Nó cũng có thể gắn vào hộp mở rộng dSPACE
giao tiếp với máy tính. Hình 2.1 là hình dáng bên ngoài của DS1104.
2.2. Cấu trúc phần cứng của DS1104
2.2.1. Cấu trúc tổng quan
DS1104 được xây dựng trên cơ sở vi xử lý tín hiệu số TMS320F240 của hãng
Texas Instruments.
ON-CHIP MEMORY (WORDS)
Nguồn nuôi
(V)
Chu kì (ns) Số chân
RAM FLASH
EEPROM
DATA DATA/PROG PROG
288 256 16K 5 20 PQ 132–P
Bảng 2.1. Dung lượng các bộ nhớ của DS1104
Ngoài ra, nó còn có hệ con ngoại vi khác phục vụ cho các ứng dụng xử lý tín
hiệu số, giao tiếp với máy tính và bên ngoài,…
Bộ xử lý chính:
 MPC8240, PowerPC 603e core, 250 MHz
 32 kByte internal cache
Timer:
 Một bộ Timer ước lượng lấy mẫu, bộ đếm lùi 32 bit
 Bốn bộ Timer đa mục đích, 32 bit
 Độ phân dải 64 bit để đo thời gian

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
52
EBOOKBKMT.COM
Bộ nhớ:
 32 Mbyte RAM DRAM (SDRAM)
 8 Mbyte bộ nhớ Flash cho các ứng dụng
Các ngắt điều khiển:
 Các ngắt bởi timer, giao tiếp nối tiếp, DSP tớ, incremental encoder, ADC,
PC chủ, 4 đầu vào từ bên ngoài.
 Ngắt đồng bộ PWM
Đầu vào tương tự:
 4 kênh ADC, 16 bit, đa thành phần
 Dải điện áp đầu vào 10V
 Thời gian lấy mẫu 2us
 Hệ số tín hiệu/ nhiễu >80 dB
 4 kênh ADC , 12 bit
 Dải điện áp 10V
 Thời gian lấy mẫu 800ns
 Hệ số tín hiệu/ nhiễu >65 dB
Đầu ra tương tự:
 8 kênh DAC, 16 bit, thời gian ổn định max 10us
 Dải điện áp ra 10V
Incremental Encoder:
 2 đầu vào số, TTL hoặc RS422
 Kênh encoder có độ phân dải 24 bit
 Tần số xung max đầu vào là 1.65MHz. gấp 4 lần xung đếm tới 6.6MHz
 Nguồn sensor 5V/0.5A
Vào/ra số:
 Vào/ra số 20 bit
 Dòng ra 5mA

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
53
EBOOKBKMT.COM
Giao tiếp:
 RS232, RS485 và RS422
Hệ con DSP tớ:
 Texas Instruments’ DSP TMS320F240
 4 kWord of dual-port RAM
 3 pha đầu ra PWM, 4 đầu ra đơn PWM
 14 bit vào/ra số
Đặc điểm vật lý:
 Nguồn nuôi 5 V, 2.5 A / -12 V, 0.2 A /12 V, 0.3 A
 Yêu cầu cần có khe PCI 32 bit
Hình 2.2. Sơ đồ khối của DS1104
2.2.2. Ghép nối với máy chủ (Host Interface):
DS1104 ghép nối với máy chủ qua một khối gồm 4 cổng vào/ra (I/O port) 16-
bit và 3 cổng vào/ra 8-bit. Giao diện vào/ra được sử dụng để thực hiện việc cài đặt

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
54
EBOOKBKMT.COM
cho bo mạch, tải chương trình xuống và truyền dữ liệu thời gian thực. Việc cài đặt
bộ điều khiển bus kiểm tra và truyền dữ liệu cũng được thực hiện với giao diện
vào/ra.
Để đồng bộ hoá sự thực thi của DSP và các chương trình của máy chủ DS1104
sử dụng một cổng ngắt hai chiều để cho phép máy chủ có thể ngắt DSP và ngược
lại.
Giao diện vào/ra giữa máy chủ và DS1104 bao gồm một khối với 7 cổng
vào/ra liên tiếp. Để chọn các địa chỉ cơ sở của khối này trong dải địa chỉ vào ra 64K
của PC/AT (máy chủ), DS1104 sử dụng các chuyển mạch DIP (Dual In-line
Package – vỏ hai hàng chân) gắn trên bo mạch.
Giao diện với máy chủ của DS1104 chứa những thanh ghi có độ dài khác nhau
(8 hoặc 16 bit). Khi truy cập vào một thanh ghi cụ thể thì phải sử dụng lệnh vào/ra
tương ứng, chẳng hạn như muốn truy cập vào thanh ghi 8-bit thì phải sử dụng lệnh
vào/ra 8-bit, còn muốn truy cập vào thanh ghi 16-bit thì phải dùng lệnh vào/ ra 16
bit. Nếu sử dụng các lệnh vào/ra 8-bit cho một thanh ghi rộng 16-bit thì kết quả sẽ
bị lỗi. Nếu sử dụng ngôn ngữ cấp cao để lập trình cho các thanh ghi giao diện với
máy chủ thì cần phải đảm bảo rằng chương trình dịch Compiler tạo ra các dòng lệnh
chính xác.
Một số thanh ghi giao diện với máy chủ phải được truy cập theo một thứ tự
đặc biệt. Để ghi hoặc đọc bộ nhớ của DSP thì một trình tự đặc biệt là bắt buộc.
a. Thanh ghi dữ liệu (Data Register): Địa chỉ Offset: 00H và 02H
Thanh ghi dữ liệu là một thanh ghi đọc/ghi rộng 32 bit được sử dụng để truy
cập vào các bộ nhớ off-chip (bên ngoài chip) của DSP. Các hoạt động ghi và đọc
trên thanh ghi dữ liệu luôn được thực hiện tại vị trí bộ nhớ hiện đang được chọn bởi
các thanh ghi địa chỉ LAR (Lower Address Register) và UAR (Upper Address
Register). Vì máy chủ tại một thời điểm chỉ có thể truy cập 16 bit nên thanh ghi dữ
liệu 32-bit được chia thành hai thanh ghi 16-bit: thanh ghi dữ liệu thấp hơn LDR
(Lower Data Register) và thanh ghi dữ liệu cao hơn UDR (Upper Data Register).
Để chuyển một từ dữ liệu 32-bit giữa bộ nhớ của máy chủ và của DSP cần có hai

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
55
EBOOKBKMT.COM
phép ghi hoặc đọc liên tiếp. Đầu tiên, 16 bit thấp hơn được truy cập bằng cách sử
dụng LDR. Sau đó, 16 bit cao hơn được truy cập thông qua UDR. Mạch chuyển đổi
độ rộng bus trên bo mạch (on-board) lưu trữ tạm thời giá trị 32-bit và thực hiện chỉ
một truy cập 32-bit đơn vào bộ nhớ của DSP. Để mạch chuyển đổi độ rộng bus hoạt
động chính xác thì thứ tự truy cập LDR-UDR như được mô tả ở trên là bắt buộc.
Nội dung của các thanh ghi LAR và UAR phải không đổi trong một truy cập 32-bit.
Vì các thiết bị ngoại vi trên bo mạch của DS1104 được sắp xếp trong bộ nhớ
của DSP nên thanh ghi dữ liệu cũng có thể dùng để truy cập vào các thiết bị này.
Thanh ghi dữ liệu có thể được truy cập thậm chí cả khi DSP dang chạy cho phép
chuyển dữ liệu chạy thực giữa máy chủ và DSP.
b. Thanh ghi địa chỉ (Address Register): Địa chỉ Offset: 04H và 06H
Thanh ghi địa chỉ là một thanh ghi ghi/đọc có độ rộng 19-bit được sử dụng để
chọn vị trí của bộ nhớ chương trình của DSP. Vị trí bộ nhớ mà thanh ghi địa chỉ
đang trỏ tới có thể được ghi và đọc thông qua thanh ghi dữ liệu. Thanh ghi địa chỉ
được xây dựng bằng hai thanh ghi, thanh ghi 16-bit chứa 16 bit địa chỉ thấp
A0A15 (LAR) và một thanh ghi 3-bit chứa các bit địa chỉ cao A16A18 (UAR).
Thanh ghi địa chỉ có một chế độ tự động tăng/giảm cho phép chuyển khối giữa bộ
nhớ của máy chủ và của DSP. Muốn cho phép chế độ này thì bit AUTOEN trong
thanh ghi cài đặt (Setup Register) phải được đặt lên 1. Sau đó bit UPDOWN sẽ
chọn chiều đếm. Nếu chế độ tự động tăng/giảm được cho phép thì nội dung của
thanh ghi địa chỉ sẽ được tự động tăng/giảm sau khi hoàn tất một phép ghi hoặc đọc
thanh ghi dữ liệu 32-bit. Điều này cho phép truy cập liên tiếp các khối của bộ nhớ
DSP mà không cần thay đổi thanh ghi địa chỉ cho mỗi lần chuyển.
Để truy cập thanh ghi địa chỉ thấp LAR cần có một chỉ lệnh vào/ra máy chủ
16-bit, còn để truy cập vào thanh ghi địa chỉ cao UAR cần phải sử dụng một chỉ
lệnh vào/ra máy chủ 8-bit. Để truy cập lần sau vào cùng một vị trí bộ nhớ thanh ghi
địa chỉ chỉ cần được ghi một lần. Chế độ tự động tăng/giảm phải được loại bỏ
(disable) cho những ứng dụng kiểu này. Năm bit cao của UAR không xác định khi
đọc và có giá trị 0 khi ghi.

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
56
EBOOKBKMT.COM
c. Thanh ghi trạng thái (Status Register): Địa chỉ Offset: 07H
Thanh ghi trạng thái (STS) là một thanh ghi chỉ đọc 8-bit cung cấp thông tin
về trạng thái của DS1104. Nó cho phép máy chủ đọc nhiều đường điều khiển của
DSP, bộ điều khiển kiểm tra bus (TBC - Test Bus Controller) và một phần của
thanh ghi cài đặt.
UPDOWN AUTOEN DSPRDY14 TBCRDY TBCRST RSTDSP TBCINT RESET14
STS:
Bit Tên Chức năng
0 RESET14
Trạng thái tái lập (reset) Slave-DSP. RESET14=1 biểu thị Slave-
DSP bị thiết lập lại, RESET14=0 biểu thị Slave-DSP đang chạy.
1 TBCINT
Trạng thái ngắt TBC. TBCINT=1, một ngắt TBC tới máy chủ hoạt
động. TBCINT=0, máy chủ đã hoàn tất dịch vụ ngắt.
2 RSTDSP
Trạng thái tái lập TMS320C31. RSTDSP=1, DSP đã được reset.
RSTDSP=0, DSP đang chạy.
3 TBCRST
Đường reset TBC. TBCRST=1, TBC đã được reset. TBCRST=0,
TBC đang chạy.
4 TBCRDY
Đường sẵn sàng của TBC. TBCRST=0 khi TBC đang thực thi một
lệnh. TBCRST=1 khi TBC đã kết thúc một lệnh.
5 DSPRDY14
Cờ sẵn sàng truyền thông Slave-DSP. DSPRDY14=1, Slave-DSP
đã kết thúc việc thi hành lệnh. DSPRDY14=0, TMS320C31 đã ghi
một lệnh và Slave-DSP chưa kết thúc việc thi hành lệnh
6 AUTOEN
AUTOEN =1, Cho phép chế độ tự động tăng/giảm. AUTOEN =0,
loại bỏ chế độ tự động tăng/giảm.
7 UPDOWN
Chọn chế độ tăng/giảm. Chế độ tăng nếu UPDOWN=1. Chế độ
giảm nếu UPDOWN=0.
Bảng 2.2. Mô tả thanh ghi trạng thái
d. Thanh ghi cài đặt (Setup Register): Địa chỉ Offset: 07H

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
57
EBOOKBKMT.COM
Thanh ghi cài đặt (STP) là một thanh ghi chỉ ghi 8-bit dùng để điều khiển rất
nhiều chế độ hoạt động và trạng thái của các tín hiệu điều khiển của DS1104, chẳng
hạn trạng thái khởi động lại của DSP, Slave-DSP, TBC, các yêu cầu ngắt từ máy
chủ tới DSP và chế độ tự động tăng/ giảm của thanh ghi địa chỉ.
UPDOWN AUTOEN IRQEOI IRQDSP TBCRST RSTDSP RSTDAC RESET14
STP:
Bit Tên Chức năng
0 RESET14
Trạng thái reset Slave-DSP. Ghi 1 để reset Slave-DSP. Ghi 0 sẽ
khởi động lại (restart) Slave-DSP. RESET14 phải giữ mức logic
cao ít nhất 2ms. Khi khởi động Slave-DSP bị reset.
1 RSTDAC
Reset DAC. Ghi 1 sẽ đặt DAC trong chế độ reset. Điện áp ra được
đặt xuống 0 và thanh ghi chế độ DA được đặt chế độ khuếch đại
đồng nhất một cực. Ghi 0 sẽ ngắt đường reset DAC. Khi khởi động
RSTDAC=1.
Lưu ý rằng thanh ghi chế độ DA phải được đặt chế độ khuếch đại
đồng nhất và hai cực sau khi RSTDAC được áp dụng
2 RSTDSP
Reset TMS320C31. Ghi 1 để reset DSP. Ghi 0 sẽ ngắt đường reset
và cho phép DSP bắt đầu thực thi chương trình. Khi khởi động,
TMS320C31 bị reset.
3 TBCRST
Reset TBC. Ghi 1 sẽ reset TBC. Ghi 0 sẽ khởi động lại TBC. Khi
khởi động TBCRST =1
4 IRQDSP
Yêu cầu ngắt của máy chủ tới DSP. Ghi 1 sẽ yêu cầu một ngắt DSP
trên đường DSPINT3. Ghi 0 sẽ không tác động gì.
5 IRQEOI Kết thúc của ngắt máy chủ.
6 AUTOEN
Cho phép chế độ tự động tăng/giảm thanh ghi địa chỉ.
AUTOEN=1, Cho phép chế độ tự động tăng/giảm. AUTOEN =0,
7 UPDOWN Chọn chế độ tăng/giảm. Chế độ tăng nếu UPDOWN=1. Chế độ

Số hóa bởi Trung tâm Học liệu – Đại học Thái Nguyên http://www.lrc-tnu.edu.vn
58
EBOOKBKMT.COM
giảm nếu UPDOWN=0. Khi khởi động UPDOWN=1
Bảng 2.3. Mô tả thanh ghi cài đặt
e. Thanh ghi dữ liệu TBC: Địa chỉ Offset: 08H
Thanh ghi dữ liệu TBC (TBCDR) là một thanh ghi ghi/đọc 16-bit dùng để truy
cập vào TBC trên bo mạch. TBC có 24 thanh ghi địa chỉ 16-bit, các thanh ghi này
có thể được chọn thông qua thanh ghi địa chỉ TBC (TBCAR). Để truy cập vào một
thanh ghi bất kỳ, đầu tiên địa chỉ thanh ghi phải được đặt bằng cách ghi vào thanh
ghi địa chỉ TBC, sau đó phép ghi hoặc đọc được thực hiện bằng cách sử dụng thanh
ghi dữ liệu TBC.
f. Thanh ghi địa chỉ TBC: Địa chỉ Offset: 0AH
Thanh ghi địa chỉ TBC (TBCAR) là một thanh ghi ghi/đọc 8-bit gồm 5 đường
địa chỉ TBC A0A4. Trước khi đọc hoặc ghi một thanh ghi TBC, TBCAR phải
được đặt tới một địa chỉ thanh ghi tương ứng. Sau khi thiết lập TBCAR, dữ liệu có
thể được chuyển sử dụng TBCDR. Lưu ý khi ghi thì 3 bit cao của TBCAR nên đặt
bằng 0.
g. Cổng ngắt DSP tới máy chủ:
DS1104 có một cổng ngắt hai chiều cho phép DSP yêu cầu ngắt máy chủ và
ngược lại. Cổng ngắt DSP tới máy chủ bao gồm hai bit điều khiển (ATREQ và
IRQAT) trong thanh ghi IOCTL và bit IRQEOI trong thanh ghi STP.
Để yêu cầu một ngắt DSP tới máy chủ thì DSP phải đặt bit ATREQ. Điều này
tạo ra một yêu cầu ngắt trên đường ngắt máy chủ được chọn bởi chân chọn ngắt.
Sau khi hoàn thành dịch vụ ngắt, máy chủ sẽ đặt bit IRQEOI trong thanh ghi STP.
Cờ IRQAT trong thanh ghi IOCTL biểu diễn trạng thái của đường ngắt máy chủ,
cho phép DSP nhận ra khi máy chủ kết thúc phục vụ ngắt.
Để yêu cầu một ngắt máy chủ tới DSP, máy chủ phải đặt bit IRQDSP trong
thanh ghi cài đặt STP. Điều này sẽ đặt cờ IRQDSP trong thanh ghi IOCTL và tạo ra
một ngắt INT3 tới DSP. Nếu INT3 được cho phép trong thanh ghi cho phép ngắt
(IE) của TMS320F240 và bit cho phép ngắt toàn cục (GIE) được đặt lên 1 trong