1. Rapport d’avancement (Mars-Avril 2103)
Estimation des pertes et dimensionnement
des radiateurs pour les convertisseurs
statiques
Réalisé par : M. Dagbagi Mohamed
Suivi par : M. Idkhajine Lahoucine
M. Monmasson Eric
Mme. Slama-belkhodja Ilhem

2. Sommaire
1. Introduction....................................................................................................................... 4
2. Estimation des pertes........................................................................................................ 5
2.1 Caractéristiques de commutation d’un IGBT et d’une Diode ..................................... 5
2.1.1 Caractéristiques de commutation d’un IGBT....................................................... 5
2.1.2 Caractéristiques de commutation d'une diode...................................................... 6
2.2 Pertes dans un IGBT et dans une diode....................................................................... 7
2.2.1 Pertes dans un IGBT ............................................................................................ 7
2.2.1.1 Pertes en commutation...................................................................................... 7
2.2.1.2 Pertes en conduction......................................................................................... 7
2.2.2 Pertes dans une diode ........................................................................................... 8
2.2.2.1 Pertes en commutation...................................................................................... 8
2.2.2.2 Pertes en conduction......................................................................................... 8
3. Dimensionnement du radiateur....................................................................................... 9
4. Cas d'étude ........................................................................................................................ 9
4.1 Structure du système électrique à étudier.................................................................... 9
4.2 Modélisation du hacheur réversible en courant......................................................... 10
4.3 Estimation des pertes................................................................................................. 14
4.3.1 Détermination de paramètres du modèle ADC .................................................. 14
4.3.2 Calcul des pertes................................................................................................. 17
4.4 Dimensionnement du radiateur.................................................................................. 22
4.4.1 Calcul de la résistance thermique jonction ambiance ........................................ 22
5. Conclusion ....................................................................................................................... 23
Liste de figures
Figure 1: Formes d'ondes de la tension vce et du courant ic d'un IGBT pendant une période de
commutation............................................................................................................................................ 5
Figure 2: Formes d'ondes de la tension vd et du courant id d'une diode antiparallèle pendant une
période de commutation.......................................................................................................................... 6
Figure 3: Structure du système électrique à étudier ............................................................................. 10
Figure 4: Circuit ADC équivalent d’un interrupteur............................................................................ 11
Figure 5: Circuit ADC équivalent du hacheur réversible en courant................................................... 12

3. Figure 6 : Allures des signaux de commande CH et CL avant et après introduction du temps mort... 13
Figure 7 : Allure du courant de la charge ............................................................................................ 13
Figure 8 : Allures des tensions et des courants dans les IGBTs et les diodes....................................... 14
Figure 9 : Abaques de tr, tf, trr et Rsw en fonction de Csw ....................................................................... 15
Figure 10 : Abaques de tr, tf, trr et Rsw en fonction de Lsw...................................................................... 15
Figure 11 : Abaques de tr, tf, trr et Rsw en fonction de Te ....................................................................... 15
Figure 12: Méthode utilisée pour déterminer les paramètres du modèle ADC .................................... 16
Figure 13: (a) Allures de tension et du courant dans l'IGBT1 pendant l'amorçage (b) Allures de la
puissance instantanée et de l'énergie dissipées pendant l'amorçage.................................................... 17
Figure 14 : (a) Allures de la tension et du courant dans l'IGBT1 pendant le blocage (b) Allures de la
puissance instantanée et de l'énergie dissipées dans l'IGBT1 pendant le blocage ............................... 18
Figure 15 : (a) Allures de la tension et du courant dans l'IGBT1 pendant la conduction (b) Allure de la
puissance instantanée et de l'énergie dissipées dans L'IGBT1 pendant la conduction......................... 19
Figure 16 : (a) Allures de la tension et du courant dans la diode 2 pendant la commutation à
l'ouverture (b) Allure de la puissance instantanée et de l'énergie dissipées dans la diode 2 pendant la
commutation à l'ouverture..................................................................................................................... 20
Figure 17 : (a) Allures de la tension et du courant dans la diode 2 pendant la conduction (b) Allure de
la puissance instantanée et de l'énergie dissipées dans La diode 2 pendant la conduction.................. 20
Figure 18: Variation de la puissance moyenne par commutation en fonction de la fréquence de
découpage.............................................................................................................................................. 21
Figure 19 : Variation de la puissance moyenne pendant la conduction en fonction de la fréquence de
découpage.............................................................................................................................................. 21
Figure 20 : Variation de l'énergie dissipée par commutation en fonction du courant de la charge .... 22
Figure 21 : Variation de l'énergie dissipée par conduction en fonction du courant de la charge........ 22
Liste de tableaux
Tableau 1: Comparaison entre les paramètres temporels du modèle ADC et du module IGBT/Diode
CM50DU-24F de Powerex®................................................................................................................. 17
Tableau 2: énergies dissipées dans l'IGBT et la diode pendant la commutation et la conduction....... 20

4. 1.Introduction
La modélisation des convertisseurs statiques est le principal défi pour la simulation temps
réel. Deux types de modèles peuvent être utilisés: (1) modèle niveau système et (2) modèle
niveau composant. Le modèle niveau système est utilisé pour étudier les ondulations et les
harmoniques provoqués dans la charge par le convertisseur statique. Dans ce modèle, la
tension de sortie du convertisseur est l'unique variable qui peut être simulée. Donc, il est clair
que ce type de modèle est incapable de reproduire les comportements dynamiques des
interrupteurs de puissance. Pour analyser les phénomènes de commutation des semi-
conducteurs, le modèle niveau composant est utilisé. Ce modèle permet de simuler les allures
des tensions et courants à l’intérieur des convertisseurs statiques. Par conséquent, les pertes en
commutation et en conduction peuvent être simulées et calculées.
Dans ce travail le modèle analytique niveau composant déduit par l'approche ADC est utilisé
pour modéliser les interrupteurs de puissance (IGBT/Diode) d'un hacheur réversible en
courant. Les paramètres du modèle sont choisis pour reproduire les caractéristiques
dynamiques du module IGBT/Diode CM50DU-24F 1200V/50A de Powerex. Les
phénomènes de commutation (allure des tensions et courants, différents temps de
commutation) sont d'abord simulées. Puis, les pertes en commutation et en conduction sont
simulées, calculées et utilisées pour dimensionner le radiateur pour la maquette expérimentale
du hacheur pris comme un cas d'étude.
Ce rapport est constitué de trois principales parties. Dans la première partie une description
des comportements dynamiques d'un IGBT et d'une diode à la fermeture et à l'ouverture, des
différents types de pertes et des différentes formules utilisées pour les évaluer est présentée.
Dans la deuxième partie, le dimensionnement du radiateur pour un convertisseur statique est
expliqué. Dans la troisième partie, l'exemple d'un hacheur réversible en courant est pris
comme un cas d'étude. D'abord, le hacheur en question est modélisé et simulé. Puis, les pertes
en commutation et en conduction dans ses IGBTs et ses diodes sont calculées. Enfin, le
radiateur qui va servir pour évacuer la chaleur dissipée par les IGBTs et les diodes de ce
hacheur est choisi.

5. 2.Estimation des pertes
2.1 Caractéristiques de commutation d’un IGBT et d’une Diode
2.1.1 Caractéristiques de commutation d’un IGBT
Figure 1: Formes d'ondes de la tension vce et du courant ic d'un IGBT pendant une période de
commutation
La figure 1 montre les formes d'ondes de la tension vce et du courant ic d'un IGBT pendant une
période de commutation. Elle montre également les différents temps de commutation.
Lors de la commutation à la fermeture d'un IGBT, le courant ic n'augmente pas
immédiatement après le passage de la commande (c) au niveau haut. Il reste presque nul
pendant un intervalle de temps égal à tdon (temps de retard à la fermeture). C'est l'intervalle
de temps entre le passage de la commande au niveau haut et celui de ic à 10 % de I (sa valeur
finale en régime permanent). Juste après ce temps de retard, le courant ic augmente.
L'intervalle de temps entre le passage de ic de 10 % à 90 % de I est appelé tr (temps de
montée). Quant à la durée de temps pendant laquelle le courant ic et la tension vce sont
respectivement supérieurs à 10% de I et 10% de Vdc, elle est appelée ton (temps de fermeture).
L'intervalle de temps entre l'instant où la commande passe au niveau haut et l'instant où la
tension Vce atteint 10% de Vdc est noté tfv (temps de descente de la tension Vce).
Pendant la conduction, la tension aux bornes de l'IGBT est non nulle, elle est égale à Vce-sat.
Le temps de conduction est égal à tconT = tsw-tdon-ton+tdoff .
vce ic
0.1I 0.1Vdc
0.9I
ton
tdon tr
tfvt=0
t
t
0.1Vdc
0.9I
0.1I
tdoff
toff
tfi
tsw
t=to t=t1 t=t2 t=t3
tf
I
Vdc
c
0.01I
ttail
1/F
vce-sat

6. Lors de la commutation à l'ouverture, l'IGBT est initialement fermé. Le courant ic est imposé
par la charge. Lorsque la commande passe du niveau haut au niveau bas, le courant ic et la
tension vce reste presque constants pendant un intervalle de temps appelé tdoff (temps de retard
à l'ouverture). C'est l'intervalle de temps entre le passage de la commande au niveau bas et
celui de vce à 10 % de sa valeur finale Vdc. Après ce temps de retard, la tension vce augmente
d’abord lentement puis de plus en plus vite. Le courant ic reste proche au courant de la charge.
Puis, il commence à diminue rapidement puis lentement. L'intervalle de temps entre le
passage de ic de 90 % à 10 % de I est noté tf (temps de descente) tandis que l'intervalle de
temps entre le passage de ic de 10 % à 1 % de I est noté ttail (temps de queue). Quant à
l'intervalle de temps entre l'instant où la commande passe au niveau bas et l'instant où la le
courant ic atteint 10% de I, il est noté tfi (temps de descente du courant ic).
2.1.2 Caractéristiques de commutation d'une diode
Figure 2: Formes d'ondes de la tension vd et du courant id d'une diode antiparallèle pendant
une période de commutation
La figure 2 montre les formes d'ondes de la tension vd et le courant id dans une diode
antiparallèle pendant une période de commutation. Une fois la diode est passante, elle est
traversée par un courant id dont la valeur dépend de la charge et elle possède à ses bornes une
tension positive égale à vd-sat. Lors de blocage, le courant id commence à diminuer
progressivement. Quant il s'annule, la diode reste passante (les charge ne sont pas encore
évacuées). Puis le courant s'inverse. La tension vd reste voisine de zéro jusqu'à ce que le
courant atteigne le pic Irr. À cet instant la diode s'ouvre, le courant id s'annule et une tension
négative (-Vdc) est imposée aux bornes de la diode. ). La durée de temps notée trr sur la figure
vd-sat
vd
-Vdc
id
ich
trr
t
t=0
t
Irr
tsw
t=t4 t=t5
1/F
c

7. 2 est le temps de recouvrement inverse qui correspond à l'intervalle de temps pendant lequel
la tension est inférieur à 10% de sa valeur finale (-Vdc) et le courant est inférieur à 10% Irr.
2.2 Pertes dans un IGBT et dans une diode
2.2.1 Pertes dans un IGBT
Les deux pertes de puissance sont les pertes de commutation et les pertes de conduction. Les
pertes de commutation sont la dissipation de puissance pendant la fermeture et l'ouverture
d'un IGBT. La perte de conduction est la dissipation de puissance pendant la conduction.
Ces pertes dépendent du produit de la tension vce et du courant ic, de la durée de commutation
et de conduction et de la fréquence de découpage. Par conséquent, elles peuvent être évaluées
par plusieurs formules (puissance instantanée, énergie dissipée, puissance moyenne). En ce
qui suit sont données les différentes formules qui peuvent être utilisées pour calculer les
pertes dans un IGBT.
2.2.1.1 Pertes en commutation
L'expression de la puissance instantanée est la suivante :
( ) = ( ). ( )
L'énergie dissipée pendant la commutation à la fermeture est définie par :
= ( ). ( )
avec t0 et t1 sont respectivement le début et la fin de la commutation à la fermeture (voir
figure 1).
L'énergie dissipée pendant la commutation à l'ouverture est définie par :
= ( ). ( )
avec t2 et t3 sont respectivement le début et la fin de la commutation à l'ouverture (voir figure
1).
La puissance moyenne sur une période de découpage est exprimée comme suit:
= ( + ).
avec F est la fréquence de découpage.
2.2.1.2 Pertes en conduction
L'expression de la puissance instantanée est la suivante :
( ) = _ . ( )

8. L'énergie dissipée pendant la conduction est définie par :
= ( ).
avec tconT = tsw-tdon-ton+tdoff (voir figure 1).
La puissance moyenne sur une période de découpage est exprimée comme suit:
= .
2.2.2 Pertes dans une diode
Les deux pertes de puissance les plus importants pour une diode sont les pertes pendant la
commutation à l'ouverture et la perte en conduction. Généralement, les pertes pendant la
commutation à la fermeture sont négligeables.
2.2.2.1 Pertes en commutation
La puissance instantanée dissipée dans une diode est définie par la relation suivante :
!( ) = "( ). "( )
L'énergie dissipée dans une diode pendend la commutation à l'ouverture est donnée par la
relation suivante :
! = "( ). "( )
#
$
avec t4 et t5 sont respectivement le début et la fin de la commutation à l'ouverture et t5- t4=trr
(voir figure 2).
La puissance moyenne sur une période de découpage est exprimée comme suit:
! = !.
2.2.2.2 Pertes en conduction
La puissance instantanée dissipée dans une diode pendant la conduction est déterminée par :
!( ) = "_ . "( )
L'expression de l'énergie dissipée dans une diode est :
! = !( ). !
La puissance moyenne sur une période de découpage est exprimée comme suit:
! = !.

9. 3.Dimensionnement du radiateur
Dans un convertisseur statique, un radiateur est utilisé pour évacuer la chaleur dissipée par ses
interrupteurs de puissance. Le dimensionnement du radiateur consiste à déterminer sa
résistance thermique radiateur ambiance Rth R-A. Le calcule de cette résistance est réalisé en
utilisant la loi d’Ohm thermique.
%& = % ' + . ( ) *+,
Où
Tj : Température de la jonction dans l’IGBT
Tamb : Température ambiante
Ptot : La puissance total dissipée par un module IGBT
Rth J-A : Résistance thermique jonction-ambiance, qui est la somme de trois résistances :
1. Rth J-B : Résistance thermique jonction-boitier,
2. Rth B-R : Résistance thermique boitier-radiateur,
3. Rth R-A : Résistance thermique radiateur-ambiante.
Les valeurs Tj, Rth J-B et Rth B-R sont données par le constructeur de l’IGBT. La valeur de la
température ambiante est prise généralement égale à 25°C.
La résistance thermique jonction-ambiance :
( ) *+, =
%& − % '
La résistance thermique radiateur-ambiante :
( ) .+, = ( ) *+, − (( ) *+/ + ( ) /+.)
4.Cas d'étude
4.1 Structure du système électrique à étudier
La figure 3 montre la structure du système électrique à étudier. Il s'agit d'un hacheur
réversible en courant alimentant une charge RLE. Vdc étant la tension continue en entrée du
hacheur. Ce dernier est constitué de deux cellules de commutation. Chacun cellule est
composé d'un IGBT avec une diode en antiparallèle. CH et CL sont respectivement les signaux
de commande des IGBTs haut et bas. Ces signaux sont complémentaires. Ils sont obtenus
après l'introduction du temps mort nécessaire pour éviter une conduction simultanée des
IGBTs.

10. Figure 3: Structure du système électrique à étudier
4.2 Modélisation du hacheur réversible en courant
La modélisation du hacheur est réalisée en utilisant deux méthodes de modélisation. La
première méthode est l'approche ADC. La deuxième est la méthode d'analyse nodale
modifiée. L'approche ADC est utilisée pour modéliser les interrupteurs de puissance. Elle
consiste à représenter chaque interrupteur par une faible inductance (Lsw) lorsqu’il est fermé et
par une faible capacité (Csw) lorsqu’il est ouvert. une petite modification est introduite sur
cette approche. Étant donné que le modèle ADC d'un interrupteur est équivalent à un circuit
LC, des dépassements et des oscillations sont observés aux moments de commutation. Pour
résoudre ce problème une résistance (Rsw) est ajoutée. Cette dernière joue le rôle d’un
élément d’amortissement pour réduire les dépassements et les oscillations. Chaque
interrupteur est alors représenté par une inductance lorsqu'il est fermé et par un circuit RC
série quand il est ouvert. Le modèle en temps discret d'un interrupteur est alors obtenu après
la discrétisation des équations de tensions aux bornes de l'inductance et du circuit RC. La
méthode de discrétisation Backawrd Euler est adoptée. Plusieurs autres méthodes (Forward
Euler, Tustin...) peuvent être utilisées. Comme le montre la figure 4, quel que soit l'état de
l'interrupteur, son modèle en temps discret est toujours équivalent à une conductance en
parallèle avec une source de courant.
CH
CL
L R E
ich
Vdc
MLI
Temps
mort
CH
CL
V
Partie puissance
Cellule de
commutation
IGBT 1
IGBT 2
Diode1
Diode2

11. Figure 4: Circuit ADC équivalent d’un interrupteur
La valeur de la source J de courant dépend de l'état de l'interrupteur et elle est donnée par les
relations suivantes :
01 23345 243 6237é ∶ :(;) = − (; − 1)
01 23345 243 =4 23 ∶ :(;) = >. ?(; − 1) − (. >. (; − 1)
Quant aux équations électriques du hacheur, elles sont déterminées à partir son circuit ADC.
Le circuit ADC du hacheur (figure 5) est d'abord déterminé en remplaçant chaque interrupteur
par son circuit ADC équivalent (conductance en parallèle avec une source de courant). Sur la
figure 3, JTi et JDi sont respectivement les sources de courants dans l'IGBT i et dans la diode i.
iTi et iDi sont respectivement les courants dans l'IGBT i et dans la diode i. VTi et VDi sont
respectivement les tensions aux bornes de l'IGBT i et de la diode i. La méthode d'analyse
nodale est appliquée sur ce circuit. Les équations électriques du modèle sont alors déduites.
Ces équations sont sous la forme matricielle suivante:
@(;) = A(;). B+C
où H est la matrice de conductance, x(k) est le vecteur des tensions de nœuds (V1et V2) et le
courant idc. b(k) est le vecteur qui contient les sources de courants JTi et JDi de chaque
interrupteur (transistor et diode), la tension Vdc et le courant de la charge ich.
Pour réduire la complexité de l'algorithme du hacheur, la valeur de la résistance est choisie de
façon à avoir une matrice de conductance constante quel que soit les états d'interrupteurs. Par
conséquent, une seule opération d'inversion matricielle hors ligne est nécessaire.
> = > = > ⟺ ( =
E
( . E + %
i(t) i(k)
i(k)
V(k)
V(k)
J(k)
J(k)V(t)
V(t)
i(t)
Lsw
Csw
Rsw
GON=Te /Lsw
GOFF=Csw / (Csw.Rsw+Te)
G=GON
G=GOFF
Discrétisation
(Backward
Discrétisation
(Backward
Fermé
Ouver

12. Figure 5: Circuit ADC équivalent du hacheur réversible en courant
Un modèle fonctionnel représentant les équations électriques du hacheur et de la charge RLE
est développé sous Matlab/Simulink. Les résultats de simulation obtenus sont comparés avec
ceux d’un modèle de référence développé par le toolbox SimPowerSystems.
La figure 6 illustre les allures des signaux de commande CH et CL avant et après introduction
du temps mort.
La figure 7 montre l'allure du courant de la charge. Il est clair à partir de la figure 7 que les
réponses du modèle ADC et celui de référence sont identiques. Par conséquent, le modèle
développé est validé. La figure 8 présente les allures des tensions et des courants dans les
IGBTs et les diodes du hacheur. Les résultats de simulation (Figures 7 et 8) sont obtenus pour
une fréquence de découpage F égale à 10 kHz, une tension du bus continu Vdc égale à 600 V,
une résistance R égale à 5 Ohm, une inductance L égale à 50 mH et une tension fem E égale à
282.84V.
JT1 JD1
GT GD
iT1
iD1
JT2
JD2
GT GD
iT2
iD2
ich
Vdc
L R E
V2
V1
idc

13. Figure 6 : Allures des signaux de commande CH et CL avant et après introduction du temps
mort
Figure 7 : Allure du courant de la charge
ich
tm
CH
CL
tm

14. Figure 8 : Allures des tensions et des courants dans les IGBTs et les diodes
4.3 Estimation des pertes
4.3.1 Détermination de paramètres du modèle ADC
L'objectif est de trouver des relations entre les paramètres du modèle ADC (Te, Lsw et Csw) et
les paramètres temporels (tr, tf et trr) d'une cellule de commutation (IGBT/diode). Rappelant
que Rsw est déduite en fonction de Te, Lsw et Csw. Elle est choisie de façon à avoir une matrice
de conductance constante. Donc, elle ne peut pas être variée.
Pour comprendre ces relations plusieurs abaques sont d'abord déterminés. À chaque fois un
seul paramètre parmi Te, Lsw et Csw est varié puis les paramètres temporels sont calculés.
La figure 9 présente les abaques du temps de montée (tr), du temps de descente (tf), du temps
de recouvrement inverse (trr) et de Rsw en fonction de Csw. Ces abaques sont obtenus pour Te
égale à 150µs et Lsw égale à 3µH. Ils montrent que tf , trr et Rsw sont proportionnels à Csw et
que tr n'est pas sensible à la variation de Csw.
La figure 10 présente les abaques de tr, tf , trr et Rsw en fonction de Lsw. Ces abaques montrent
que tr, tf et Rsw sont proportionnels à Lsw et que trr est inversement proportionnel à Lsw. Ces
abaques sont obtenus pour Te égale à 150µs et Csw égale à 30nF.
La figure 11 quant à elle, présente les abaques de tr, tf , trr et Rsw en fonction de Te. Ces
abaques montrent que tr et trr sont proportionnels à Te et que tf et Rsw sont inversement
proportionnels à Te. Ces résultats sont obtenus pour Lsw égale à 3µH et Csw égale à 30nF.

15. Figure 9 : Abaques de tr, tf, trr et Rsw en fonction de Csw
Figure 10 : Abaques de tr, tf, trr et Rsw en fonction de Lsw
Figure 11 : Abaques de tr, tf, trr et Rsw en fonction de Te

16. Pour calculer les paramètres du modèle ADC, la méthode présentée sur l'organigramme de la
figure 12 est utilisée. Cette méthode consiste à réajuster en permanence les paramètres du
modèle ADC Te, Lsw et Csw en se basant sur les abaques déterminés jusqu'à obtenir les
caractéristiques du constructeur (Datasheet). Une fois les caractéristiques temporelles (tr, tf et
trr) fournies par le constructeur du module IGBT/Diode sont obtenues, les pertes peuvent être
alors calculées. La méthode proposée est utilisée pour modéliser le module IGBT/Diode
CM50DU-24F 1200V/50A de Powerex. Pour obtenir presque les mêmes caractéristiques du
constructeur, une période d'échantillonnage (Te=20ns), une inductance (Lsw=0.5µH) et une
capacité (Csw=3nF) doivent être utilisées. Le tableau 1 présente une comparaison entre les
paramètres temporels obtenus du modèle ADC et les paramètres du constructeur.
Figure 12: Méthode utilisée pour déterminer les paramètres du modèle ADC
Initialiser
Te, Lsw, Csw, Vdc, I, Irr, vce-sat, vd-sat, tdon, tdoff,
Signe
R
Calculer
Rsw
Diminuer
Te
Calculer (simulation)
tr=? ; tf =? ; trr=?
Comparer
avec datasheet
Calculer
Pertes
Négatif
Positif
Erreur acceptable
Erreur non acceptable
Système
instable
Modifier
Lsw et Csw
tf proportionnel à Csw
tr proportionnel à Lsw
trr proportionnel à Lsw et Csw
R inversement
proportionnel à Te
Début
Fin

17. Simulation (600V, 34.5A) Datasheet (600V, 50A)
tdon 100 ns 100 ns
tr 40 ns 50 ns
ton 160 ns -
tdoff 100 ns 300 ns
tf 266 ns 300 ns
toff 299 ns -
trr 265 ns 150 ns
Tableau 1: Comparaison entre les paramètres temporels du modèle ADC et du module
IGBT/Diode CM50DU-24F de Powerex®
4.3.2 Calcul des pertes
Les paramètres du modèle ADC déterminés dans la partie précédente sont utilisés pour
modéliser le hacheur réversible en courant. La figure 13.a présente les allures de la tension vce,
et du courant ic dans l'IGBT1 du hacheur (voir figure 4) pendant la commutation à la
fermeture. La figure 13.b illustre l'allure de la puissance instantanée PONT et de l'énergie EONT
dissipées dans L'IGBT1 pendant la commutation à la fermeture.
Figure 13: (a) Allures de tension et du courant dans l'IGBT1 pendant l'amorçage (b) Allures
de la puissance instantanée et de l'énergie dissipées pendant l'amorçage
(a)
(b)
VT1 iT1
tdon

18. La figure 14.a présente les allures de la tension et du courant dans l'IGBT1 du hacheur
pendant la commutation à l'ouverture. La figure 14.b illustre l'allure de la puissance
instantanée et de l'énergie dissipées dans L'IGBT1 pendant la commutation à l'ouverture.
Figure 14 : (a) Allures de la tension et du courant dans l'IGBT1 pendant le blocage (b)
Allures de la puissance instantanée et de l'énergie dissipées dans l'IGBT1 pendant le blocage
La figure 15.a présente les allures de la tension et du courant dans l'IGBT1 pendant la
conduction. La figure 15.b illustre l'allure de la puissance instantanée et de l'énergie dissipées
dans L'IGBT1 pendant la conduction.
La figure 16.a présente les allures de la tension et du courant dans la diode 2 pendant la
commutation à l'ouverture. La figure 16.b illustre l'allure de la puissance instantanée et de
l'énergie dissipées dans la diode 2 pendant la commutation à l'ouverture.
La figure 17.a présente les allures de la tension et du courant dans la diode 2 pendant la
conduction. La figure 17.b illustre l'allure de la puissance instantanée et de l'énergie dissipées
dans La diode 2 pendant la conduction.
Les valeurs des énergies dissipées dans l'IGBT et la diode pendant la commutation et la
conduction sont données dans le tableau 2.
(a)
(b)
VT1
iT1
tdoff

19. Figure 15 : (a) Allures de la tension et du courant dans l'IGBT1 pendant la conduction (b)
Allure de la puissance instantanée et de l'énergie dissipées dans L'IGBT1 pendant la
conduction
(a)
(b)
(a)
(b)
VT1
iT1
VD2
iD2tdoff
tcon

20. Figure 16 : (a) Allures de la tension et du courant dans la diode 2 pendant la commutation à
l'ouverture (b) Allure de la puissance instantanée et de l'énergie dissipées dans la diode 2
pendant la commutation à l'ouverture
Figure 17 : (a) Allures de la tension et du courant dans la diode 2 pendant la conduction (b)
Allure de la puissance instantanée et de l'énergie dissipées dans La diode 2 pendant la
conduction
Simulation (600V, 34.5A) Datasheet (600V, 50A)
EONT (IGBT) 1.20 mJ -
EOFFT (IGBT) 1.48 mJ -
EconT (IGBT) 4.49 mJ -
EOFFD (Diode) 0.086 mJ -
EconD (Diode) 1.35 mJ -
Tableau 2: énergies dissipées dans l'IGBT et la diode pendant la commutation et la
conduction
La figure 18 présente la variation de la puissance moyenne par commutation en fonction de la
fréquence de découpage. Il est clair que lorsque la fréquence augmente la puissance moyenne
sur une période de découpage augmente aussi.
la figure 19 illustre la variation de la puissance moyenne par conduction en fonction de la
fréquence de découpage. Contrairement à la puissance moyenne par commutation, la
puissance moyenne par conduction n'est pas sensible à la variation de la fréquence de
découpage.
(a)
(b)
VD2
iD2

21. Figure 18: Variation de la puissance moyenne par commutation en fonction de la fréquence
de découpage
Figure 19 : Variation de la puissance moyenne pendant la conduction en fonction de la
fréquence de découpage
La figure 20 présente la variation de l'énergie dissipée par commutation en fonction du
courant de la charge. Elle montre que l'énergie dissipée pendant la commutation à la
fermeture et à l'ouverture dans un IGBT est proportionnelle au courant de la charge. elle
montre aussi que l'énergie dissipée pendant la commutation à l'ouverture dans une Diode est
inversement proportionnelle au courant de la charge.
La figure 21 présente la variation de l'énergie dissipée par commutation en fonction du
courant de la charge. Il est clair que l'énergie dissipée pendant la conduction dans un IGBT ou
dans une diode est proportionnelle au courant de la charge.
PswTm
PswDm
PconTm
PconDm
IGBT
Diode
IGBT
Diode

22. Figure 20 : Variation de l'énergie dissipée par commutation en fonction du courant de la
charge
Figure 21 : Variation de l'énergie dissipée par conduction en fonction du courant de la
charge
4.4 Dimensionnement du radiateur
Dans la partie précédente, les pertes dissipées par le hacheur réversible en courant à base du
module IGBT/Diode CM50DU-24F 1200V/50A de Powerex sont calculées. L'objectif de
cette parie est de dimensionner le radiateur pour ce hacheur pris comme un cas d'étude dans
ce travail.
4.4.1 Calcul de la résistance thermique jonction ambiance
En se basant sur les résultats des pertes obtenus, la puissance moyenne totale dissipée par un
module IGBT/Diode CM50DU-24F de Powerex sur une période de découpage (100µs) est :
= + + ! + ! = 29.13 + 44.94 + 8.65 + 13.55 =96.269W
Cette valeur est obtenue pour une tension Vdc égale à 600V et un courant ich égale à 34.45A.
Donc, la résistance thermique jonction-ambiance est égale :
EONT
EOFFT
EOFFD
EconT
EconD

23. ( ) *+, =
%& − % '
=
150 − 25
96.269
°E/P
D'ou, la résistance thermique radiateur-ambiante est :
( ) .+, = ( ) *+, − Q( ) *+/ + ( ) /+.R = 1.29 − (1.09 + 0.0045) = 0.195°E/P
Par conséquent, pour chaque module IGBT/Diode du hacheur, il faut un radiateur de
résistivité thermique égale à 0.195 °C/W.
5.Conclusion
Dans ce travail, un modèle analytique niveau composant qui permet de modéliser les
caractéristiques dynamiques des semi-conducteurs est développé. La technique de
modélisation ADC a été utilisée. Une méthode permettant de choisir les paramètres du modèle
ADC pour reproduire les caractéristiques d'un module IGBT/Diode particulier est proposée.
La méthode a été utilisée pour modéliser le module IGBT/Diode CM50DU-24F de Powerex.
Un hacheur réversible en courant à base du module CM50DU-24F de Powerex est modélisé.
Les pertes en commutation et en conduction sont simulées, calculées et utilisées pour
dimensionner le radiateur de la maquette expérimentale du hacheur en question.