64494485 calderon-circuitos-electronicos

ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
INGENIERÍA EN ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES
CIRCUITOS
ELECTRÓNICOS
DIEGO CARRERA
CARLOS CONTRERAS
MARCO JARA
Profesor
Ing. Antonio Calderón
Octubre 2006 - Marzo 2007

CIRCUITOS ELECTRÓNICOS Ing. Antonio Calderón
2
TABLA DE CONTENIDO
INTRODUCCION: EL TRANSISTOR BIPOLAR 4
Configuraciones del Transistor 6
DISEÑO DE AMPLIFICADORES CON TBJ 8
Diseño de Amplificador en Emisor Común 9
Diseño de Amplificador en Base Común 18
Diseño de Amplificador en Colector Común 24
CIRCUITOS DE ALTA IMPEDANCIA DE ENTRADA 31
Circuitos de Autoelevación 31
Emisor Común con Autoelevación 31
Colector Común con Autoelevación 36
Circuito Darlington 39
AMPLIFICADORES EN CASCADA 45
Tipos De Acoplamiento 46
Acoplamiento Capacitivo 46
Acoplamiento Directo 62
Amplificador Cascode 62
Amplificador Diferencial 68
Acoplamiento directo 73
RESPUESTA DE FRECUENCIA 75
Introducción 75
Respuesta de frecuencia en amplificadores 85
Respuesta de frecuencia en alta frecuencia 97
REALIMENTACIÓN 101
Realimentación Negativa 104
Formas de Realimentación 116
Realimentación Positiva (Circuitos Osciladores) 123
Tipos de osciladores 123
Oscilador RC 126
Oscilador de puente de Wien 134
FUENTES REGULADAS 138
Fuente más sencilla 138
Fuente con Transistor 141
Fuente con Transistores en configuración Darlington 144
Fuente con Realimentación 147
Fuente con Realimentación y Fuente de Corriente 151
Circuitos De Protección 154
Protección con Diodos 154
Protección con Diodos Zener 154
Protección con transistor (limitador de corriente) 155
Protección con SCR 156
Fuente regulada con voltaje de salida variable 159

3
AMPLIFICADORES DE POTENCIA 161
Clasificación de los Amplificadores 161
Clase A 162
Clase AB 163
Clase B 166
Clase C 167
Amplificador Clase A 170
Amplificador Clase B con salida con simetría complementaria 173
BIBLIOGRAFÍA 181
ANEXOS 182

4
INTRODUCCION
EL TRANSISTOR BIPOLAR
El transistor convencional o bipolar se denomina así porque en su funcionamiento intervienen
corrientes de huecos, o de carga positiva, y de electrones, o de carga negativa. Los terminales
del transistor reciben el nombre de emisor, colector y base. La base es el terminal que está
unido a la zona intermedia del transistor. Las tres partes del transistor se diferencian por el
distinto nivel de dopaje; la zona de menor dopaje es la base, a continuación se encuentra el
colector y por último el emisor.
Estudio de las corrientes
El análisis del transistor se realizará para una estructura NPN, y es análogo para el PNP.
Un transistor sin polarizar se comporta como dos diodos en contraposición, y no existen
corrientes notables circulantes por él. Si se polariza, aparecen tres corrientes distintas, la
corriente de base, IB, corriente de emisor, IE, y por último la corriente de colector, IC. En la
figura siguiente están dibujadas estas corrientes según convenio, positivas hacia adentro:
De estas tres corrientes, la del emisor es la más grande, puesto que éste se comporta como
fuente de electrones. La corriente de base es muy pequeña, no suele llegar al 1% de la
corriente de colector.
Aplicando la ley de Kirchhoff se tiene la siguiente relación: IE = IB + IC
Existen dos parámetros que relacionan las distintas corrientes, el coeficiente alfa para
continua, α, y la ganancia de corriente beta, β.
El factor Alfa. Es el cociente entre la intensidad de colector y la de emisor. Su valor nunca
será superior a la unidad y da idea de hasta qué punto son iguales estas corrientes.
α = IC / IE
El factor Beta. La ganancia de corriente b se define como el cociente entre la corriente de
colector y la de base.
β = IC / IB

5
Curvas características
Un transistor en régimen estático se encuentra, solamente, bajo la acción de las voltajes
continuos que se le aplican para polarizarle. Una forma de resumir este funcionamiento es
utilizar las curvas características del transistor, que relacionan las tensiones y las corrientes.
Las tensiones y corrientes que se utilizan dependen de la configuración del transistor, pero
independientemente de ésta, se distinguen dos tipos de curvas: la característica de entrada y la
característica de salida.
a) Características de entrada
La característica de entrada relaciona dos magnitudes de entrada con una de salida. En el caso
de la configuración en emisor común se tiene la corriente de base en función de la tensión
base-emisor, para distintos valores de tensión colector- emisor. La corriente de base y la
tensión base-emisor son variables de entrada, mientras que la tensión colector-emisor es una
magnitud de salida.
Si se tiene una configuración en base común, su característica de entrada relacionará la
corriente del emisor con la tensión emisor-base, utilizando la tensión colector-base como
parámetro. La corriente de emisor y la tensión emisor-base con las magnitudes de entrada.
La figura muestra las diferentes características de entrada de dos transistores NPN de
germanio y silicio respectivamente en función del voltaje base-emisor para dos valores del
voltaje colector-emisor.
b) Características de salida
La característica de salida tiene dos de las tres magnitudes pertenecientes al circuito de salida.
Las curvas que relacionan la corriente de colector, la de base y la tensión emisor-colector son
características de salida en configuración emisor-común, mientras que las que relacionan la
corriente de emisor, la de colector y la tensión colector-base son las curvas correspondientes a
una configuración en base común.

6
Regiones de trabajo
Un transistor bipolar puede funcionar de tres formas diferentes dependiendo de la
polarización que tengan las dos uniones, base-emisor y base-colector. Estas zonas se pueden
observar en la familia de curvas características de salida de un transistor como se muestra en
la figura.
Región de corte. Para un transistor de silicio, VBE es inferior a 0,6 V ( para germanio 0,2 V),
ambas uniones están polarizadas en sentido inverso y las intensidades en los terminales se
pueden considerar despreciables. En otras palabras, el voltaje de base no es lo suficientemente
alto para que circule corriente por la juntura base emisor, por lo que la corriente de colector es
igualmente despreciable.
Región Activa Normal. La unión base-emisor está polarizada en sentido directo ( VBE > 0,6
V) y la unión colectora lo está en sentido inverso, la corriente inversa que circula en la unión
de colector es β veces la corriente que circula en sentido directo base emisor. Esta zona es
muy importante, puesto que el transistor funciona en ella cuando se utiliza para amplificar
señales.
Región de saturación. Ambas junturas, base-emisor y base-colector, están polarizadas en
sentido directo. La corriente base-emisor es muy grande, por lo que la corriente de colector lo
es igualmente grande. Se dice que ha entrado en saturación si el voltaje del colector es inferior
al voltaje base-emisor.
CONFIGURACIONES DEL TRANSISTOR
Configuración en emisor común
OUT
IN
Q1
NPN
Terminal de Entrada: Base
Terminal de Salida: Colector
Terminal Común: Emisor

7
Configuración en colector común
OUT
IN
Q1
NPN
Terminal de Entrada: Base
Terminal de Salida: Emisor
Terminal Común: Colector
Configuración en base común
OUTIN
Q1
NPN
Terminal de Entrada: Emisor
Terminal de Salida: Colector
Terminal Común: Base

8
DISEÑO DE AMPLIFICADORES CON TBJ
Consideraciones iniciales de diseño de amplificadores
Los datos necesarios para el diseño que nosotros debemos proponernos puesto que si el diseño
es orientado a un cliente, este no nos va a proporcionar, sino únicamente nos va a decir hacia
que aplicación esta orientado el circuito, a partir de esto nosotros debemos plantearnos los
datos o indagar al mismo cliente para de alguna manera obtenerlos
Entonces los datos necesarios para empezar con nuestro diseño son:
Ganancia (A): Se refiere a la amplificación que se desea a la salida a partir de una señal de
entrada.
Vin
Vo
A =
Son valores bajos y para el caso de diseño de una etapa de amplificación se considera como
valor máximo una ganancia de 50 puesto que cuando mayor es la ganancia la probabilidad de
inestabilidad es mayo (1 Etapa).
Voltaje de salida (Vo): voltaje que deseamos obtener a la salida
Para amplificadores de señal se manejan bajos voltajes (mV), es poco usual tener voltajes en
el orden de decenas e incluso centenas de voltios para una sola etapa.
Impedancia de entrada (Rin): Es la impedancia del amplificador que va a observar el
generador (por ejemplo un micrófono). Esta impedancia debe ser mayor o igual a más o
menos diez veces la resistencia interna del generador para obtener todo el valor de la señal a
las terminales de entrada del circuito ya que se desea amplificar toda la señal de entrada mas
no obtener máxima transferencia de potencia.
Carga (RL): Es lo que se va a conectar al amplificador a su salida. Este posee una resistencia
cuyo valor usualmente esta en las decenas de ohmios o unidades de kilo-ohmios.
β: Valor característico del transistor a ser utilizado obtenido en manuales del fabricante. El
valor de β para TBJ de señal es alto, por ejemplo utilizamos 100 que es el valor típico del
transistor 2N3904.
Frecuencia de trabajo (f): valor de frecuencia a la cual va a estar operando el circuito
amplificador.

9
DISEÑO DE AMPLIFICADOR EN EMISOR COMÚN
Circuito
En el circuito amplificador en emisor común podemos observar que la señal ingresa por la
Terminal de base y la salida esta en e Terminal de colector. Además debemos mencionar que
la señal de salida esta desfasada 180º con respecto a la señal de entrada
La regla general para obtener la ganancia en un circuito de emisor común es: “Todo lo que
está en colector para señal divido para todo lo que está en emisor para señal”.
Por lo tanto se obtiene la expresión de ganancia del circuito mostrado inicialmente:
1
||
Ee
LC
Rr
RR
A
+
=
Dado que la señal ingresa en el Terminal de la base se obtiene la expresión de la impedancia
de entrada:
TRinRRRin |||| 21=
Donde RinT es la impedancia de entrada en el transistor y es igual a (β+1) por todo lo que esta
en emisor para señal, por lo tanto:
))(1( 1EeT RrRin ++= β
R1 y R2 están en paralelo puesto que para señal Vcc es tierra. A este paralelo le podemos
representar como RB.
Obteniendo la expresión final de la impedancia de entrada:
[ ]))(1(|| 1EeB RrRRin ++= β
Para el diseño de un circuito en emisor común es necesario tener muy en cuenta que se
cumpla la condición de impedancia de entrada por lo tanto:

10
Analizando la expresión de la impedancia de entrada obtenemos que la peor condición para
que se cumpla esta es que RinT sea al menos Rin y reemplazando la ecuación de RinT
obtenemos
Rin
A
R
Rin
A
R
A
R
Rr
Rr
R
A
RRR
Rr
RR
A
RinRr
RinRin
eq
eq
eq
Ee
Ee
eq
LCeq
Ee
LC
Ee
T
)1(
:expresiónlaobtenemosquelaDe
)1(
1inecuaciónlaen2ec.ladoreemplazan
)2(
||sea
||
:gananciadeexpresiónlaDe
)1())(1(
1
1
1
1
+
≥
≥+
=+⇒
+
=
=
+
=
≥++
≥
β
β
β
De esta última expresión podemos obtener la condición de RC que nos ayudará a empezar con
nuestro diseño
Dentro del diseño también hay condiciones para evitar recortes en la señal de salida las cuales
se especifican a continuación:
Con la ayuda de las curvas características del transistor
Obtenemos la inecuación que nos evita distorsiones en la señal de salida. En la inecuación el
subíndice p indica el valor pico de la onda.

11
Vop
R
R
V
R
V
R
V
iI
eq
C
RC
eq
op
C
RC
poC
≥∴
≥
≥
La elección correcta del valor RC nos permitirá obtener valores bajos de Vcc pero corrientes
altas y viceversa
De la expresión de VRC podemos deducir:
opRC
LCLC
opRC
LC
opRC
LC
vV
RRRRSi
vV
RRSi
vV
RRSi
.10
)10(
.2
≥⇒
=>>
≥⇒
=
≥⇒
<<
Procedemos a graficar el eje vertical de voltajes
Esta gráfica nos permite observar lo que nos expresa en la inecuación y como podemos
observar el vop se refiere al del ciclo positivo
El eje vertical de voltajes nos va a ayudar a la explicación de otras condiciones para que no
exista distorsión. Por ejemplo, para asumir el voltaje emisor se puede observar en el eje que
debe ser mayor a vinp pero además se debe sumar 1 V que es por motivo de estabilidad térmica
en el circuito.
Por lo tanto se obtiene:
inpE vVV +≥1

12
Para el caso del voltaje colector – emisor en la grafica podemos observar que debe ser mayor
a la suma de vinp y vop , pero además se debe aumentar 2 V (vact) para garantizar que el
transistor trabaje en la región activa como se observa en la curva característica del TBJ.
inpactopCE vvvV ++≥
A continuación se realizará un ejercicio en el que se explicará con más detalle el
procedimiento de diseño para un amplificador en emisor común y se aclarará otros aspectos
muy importantes a considerar para el correcto funcionamiento del circuito.
Nos planteamos los siguientes datos:
A = 50
vop = 10 V
Rin ≥ 3 kΩ
RL = 2 kΩ
f= 1 kHz
β = 90
Empezamos el diseño con la ecuación de Req para obtener la condición de RC.
Ω=ΩΩ==
Ω=
Ω≥∴
Ω≥
Ω
+
≥
+
≥
kkkRRR
kRc
kR
kRR
kRR
Rin
A
R
LCeq
C
LC
LC
eq
714.12||12||
generariame
quecorrientedevaloreltambiéngastos,másimplicacualloaltomuyVccun
obtenernoparasalidadevoltajeelobservandoaresistencidevaloresteasumo;12Asumo
37.9
64.1||
3*
190
50
||
)1(β
Ya que las resistencias poseen una tolerancia los valores de las mismas van a oscilar; esto
puede ocasionar que se produzca recortes en la señal de salida por lo que se multiplica los
valores de VRC y VE por un factor de seguridad que va a depender de la tolerancia, en la
siguiente tabla se muestra el factor de seguridad junto con la tolerancia:

13
Tolerancia Factor de seguridad
10 % 1.2
20 % 1.3
30 % 1.4
En el presente ejercicio seleccionamos resistencias de tolerancia 10 %
entradadelado
condespuésysalidadeladoelconprimeroterminarrecomiendasediseñoelconcontinuardeAntes
33
circuito.deldestabilidalaconincluso
eRinaumentaraayudaqueyaaresistencilamosselecciona33dearesistencilamosSelecciona
)27y(33
estadararesistencidevaloresdosrseleccionapuedese71.3057.328.3428.34
nte.termicameestablees
queconcluyesetantolopormayormuchoesqueobservamos,rconvalorúltimoesteComparando
28.34
50
1.714k
despejandoygananciadefórmulaladepartirA
tetermicamen
estableseacircuitoelqueparaRponesequeloporratemperatulaconvariardevalorel
57.3
7
2525
tantoloporIIdeónaproximacilarealizarpodemosaltoeselqueDado
25
fórmulalamedianterrtransistodelpropioparámetroelcalcularaprocedeSe
7
12
84
84Asumimos
84
seguridaddefactorelmosmultiplicalefinalvalorestea7010
714.1
12
1
1
e
1
1
1
E1e
CE
e
C
Ω=
Ω
ΩΩ
Ω=−=−Ω=
Ω=+
Ω
==+
+
Ω===
=
=
=
Ω
==
=
≥
≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
E
eE
Ee
eq
Ee
Ee
C
e
E
e
C
RC
C
RC
RC
RCRC
op
eq
RC
R
rR
Rr
A
R
Rr
Rr
mA
mV
I
mV
r
I
mV
r
mA
k
V
R
V
I
VV
VV
VVV
k
k
V
v
R
R
V
β

14
JBERCRCE
k
k
R
JBECERCR
B
B
C
B
CECEinpactopCE
op
inp
VVVV
RI
K
k
mA
V
I
V
R
VVVVVVVV
mAmAAIII
mAI
II
III
A
mAI
I
VVVVVVvvvV
V
V
A
v
v
+−=
=
Ω=∴
Ω===
=−+=−+=
=+=+=
=
>>
+=
===
≥⇒++≥++≥
===
Ω
Ω
1
CE
11R1
1
1
120
100
1
1
1
1
21
2
B2
2
B2B
21
2211
21
E
CE
CE
CE
VdevalornuevoelcalculaseY
.V
:calcularacede
-proseyRnuevounasumesecumpla,senoquedecasoelesSi.impedanciadecondiciónlalograr
parasatisfaceravasitantolopormayordacasonuestroenpedida,condiciónlalograravamosno
Rinamenordasiqueyaentrada,deimpedanciaconcumplearesistenciestasiobsevarDebemos
120R
.ónpolarizacidestabilidalaafectarpuede
queyaestoproducequecorrientelacuentaentengamosademasyescogidaaresistencilade
toleracialadedentroestacalculadaaresistenciladevalorelsiquededependeselecciónLa
47.112
85.0
6.95
6.956.02.1284
85.0777.077
777.0
ónpolarizacidedEstabilida
:hacesetantoloporcombienenosnoquehechosalidade
ladodelticascaracteríslastodasvariandovariableseabaseladevoltajeelquehaciendoIde
cambiosproduciráIdeesvariacionlasIconcomparableesIsiobservar,podemosComo
RporcirculaquecorrientelaIyRporcirculaquecorrientelaISea
77
90
7
relaciónlautilizamosesoparaentradadeladodeldiseñoalpasamosAhora
Rindeecuaciónladedentroestanquelesson variabque)Ry(Rbaselaen
hayqueloyemisorelenhayqueloderelacionestrechaunahayqueyacumpliravasenoRinde
condiciónlaqueyadedujosequeinecuaciónlaconVdevalorelasumesenoejercicioesteEn
VmayordertransistootrorseleccionaessoluciónLao.dispositivelendañoscausarpuedeeste
asuperacalculoelensiqueya,VdertransistodelticocaracterísvalorelobservarqueHay
condición.laespecificaquemínimovalorelcumpleseyayVaenviasesobranteelVccde
valorelaumentasesiqueYaseguridad.defactorelporemultipliqusequeopcionalesvalorEste
2.122.0210;
2.0
50
10
μ
μ
β

15
Ω=ΩΩΩ==
=
=++=++=
Ω=
Ω=Ω−Ω=−=
Ω===
=−=−=
=Ω==
Ω=
Ω≥
+≥
=
≥≥⇒+≥
+≥
=−=−=
=Ω==
Ω≥
Ω≥
Ω≥
Ω=Ω+Ω=++=
Ω
Ω
kkkkRinRRRin
VVVVVVVVcc
kR
kkRRR
k
mA
V
I
V
R
VVVVV
VkmARIV
kR
kR
vVV
V
NecesarioVV
VVVVVVV
vVV
VVVVV
VkmARIV
kR
KRinRR
kRin
kRrRin
T
RCCEE
E
k
kEETE
E
E
ET
JBEB
B
inpE
E
E
EEE
inpE
JBEB
B
T
EeT
01.33.3||47||120||||
Vaenvioexcesoel135VVccElijo
12.132842.1292.35
7.4
09.53313.5
13.5
7
92.35
92.356.052.36V
52.3647*77.0.
47Elegimos
48.40condiciónlaDe
)1(necesarioVdesdeanálisiselparteseVloscumplesenoSi
Rin.concumplirparasuperiorinmediatoRdevalorel
elegiraprocedesetantolopornecesario'elconcumpleVobservarpodemosComo
)(44.1'
44.1seguridaddefactorporndomultiplica2.12.01
1
VAsumo
85.306.045.31V
45.3148.40*77.0.
VcalculoRdemínimovalorelcon
48.40obtengo
3||||
3inicialcondiciónlaDe
33.3)3357.3)(91())(1(
21
CE
2
6.5
7.412
E
22
2
2
EEmin
2
minEmin
min
E
minEmin
22min
Bmin2
2
21
1β
La razón por la que da Vcc excesivamente alto es que los valores de Rc son mayores a RL.
Calculo de Capacitores
El objetivo de los capacitores es controlar el flujo y rechazo de voltajes alternos y voltajes continuos
respectivamente (capacitor acopla señal y desacopla continua). Esta deducción de las fórmulas se
aplica a cualquier configuración
Capacitor de Base (capacitor de entrada)
Vo
Rin
CB
+
-
Vin
VinVo
Rinf
CRinX
Vin
XRin
Rin
V
BB
B
o
=∴
>>⇒<<
+
=
min..2
1
Si
π

16
En el ejemplo
FC
nFC
kkHz
C
Rinf
C
B
B
B
B
μ
π
π
1
87.52
01.3*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
La deducción de la expresión de los capacitores se la puede realizar con la fórmula de la ganancia o
con la de impedancia tomando en cuenta en la expresión la reactancia capacitiva
Capacitor de Colector (capacitor de salida)
( )
L
C
Ee
LC
LC
Ee
LCC
Rf
C
Rr
RR
ARX
Rr
RXR
A
min
1
1
..2
1
||
Si
||
π
>>∴
+
=⇒<<
+
+
=
En el ejemplo
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
B
B
B
L
C
μ
π
π
1
6.79
2*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
Capacitor de Emisor
( )1min2min
1
1
1
2
21
..2
1
..2
1
Si
Si
)||(
Ee
E
E
E
Ee
eq
EeE
EEe
eq
EE
EEEe
eq
Rrf
C
Rf
C
Rr
R
ARrX
XRr
R
ARX
RXRr
R
A
+
>>∧>>∴
+
=⇒+<<
++
=⇒<<
++
=
ππ
En el ejemplo

17
( )
( )
FC
FCnFC
kHz
C
kkHz
C
Rrf
C
Rf
C
E
EE
EE
Ee
E
E
E
μ
μ
ππ
ππ
47
35.486.33
3357.31..2
1
7.4*1..2
1
..2
1
..2
1
1min2min
=
>>∧>>
Ω+Ω
>>∧
Ω
>>
+
>>∧>>

18
DISEÑO DE AMPLIFICADOR EN BASE COMÚN
Circuito
En el circuito amplificador en base común podemos observar que la señal ingresa por la
Terminal de emisor y la salida esta en el Terminal de colector. La característica de este
circuito es que la señal de salida esta en fase a la señal de entrada.
La regla general para obtener la ganancia en un circuito en base común es: “Todo lo que está
en colector para señal divido para todo lo que está en desde el punto de ingreso hacia
emisor para señal”.
1
||
Ee
LC
Rr
RR
A
+
=
Como el capacitor CB es cortocircuito para señal las resistencias R1 y R2 no están en la
fórmula de la ganancia
Dado que la señal ingresa por el emisor se obtiene la expresión de la impedancia de entrada:
( )12 || EeE RrRRin +=
En el diseño de un amplificador en base común la impedancia de entrada no es un dato ya que
es muy baja en estos circuitos y es difícil alcanzar altos niveles de este parámetro.

19
Ejercicio
En el siguiente circuito obtenga la ecuación de la ganancia e impedancia de entrada.
Recordemos la regla para obtener la ganancia “Todo lo que está en colector para señal divido
para todo lo que está en desde el punto de ingreso hacia emisor para señal”
Lo que esta en colector para señal: RC||RL
Lo que esta desde el punto de ingreso hacia emisor para señal: re+[(R1||R2)/(β+1)], el factor
1/(β+1) esta presente cuando se toma valores de la base vistos desde el emisor
Por lo tanto la ganancia es igual a:
1
||
||
21
+
+
=
β
RR
r
RR
A
e
LC
Para el caso de la impedancia de entrada observamos el circuito y obtenemos que:
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+
+=
1
||
|| 21
β
RR
rRRin eE
Condiciones de diseño
Siguiendo con el procedimiento de diseño para esta configuración, se inicia asumiendo la
resistencia RC y asumiendo el valor de VRC con la misma condición demostrada en el diseño
de emisor común para evitar distorsiones en la señal de salida.
LCeq
op
eq
C
RC
RRR
v
R
R
V
||siendo =
≥
La elección correcta del valor RC nos permitirá obtener valores bajos de Vcc pero corrientes
altas y viceversa

20
Con la ayuda del eje vertical de voltajes para esta configuración, obtenemos las condiciones
para asumir VRE2 que es el voltaje de ingreso en este circuito y el VCE.
Por lo tanto
inpE vVV +≥1
actopCE vvV +≥
La presencia de 1V y vact en VE y VCE respectivamente son por las mismas razones expuestas
en el circuito de emisor común
Las condiciones a cumplir referentes a estabilidad térmica y de polarización son las mismas.
En el siguiente ejercicio se explicará el procedimiento de diseño para un amplificador en base
común con las siguientes condiciones.
A = 10
vo = 5 V
RL = 5.6 kΩ
f = 20 Hz – 20 kHz
βmin = 80
El circuito a diseñar es el mostrado al inicio de este tema ya que ofrece mayor estabilidad que
el mostrado en el ejercicio de ganancias e impedancias porque no depende de dos parámetros
propios del transistor

21
Como el diseño no contiene Rin el proceso es más sencillo.
Ω=ΩΩ==
Ω=
kkkRRR
kRc
LCeq 58.16.5||2.2||
Ryaltomuy
Vccunobtenernoparasalidadevoltajeelobservandovaloresteasumo;2.2Asumo
L
Asumimos resistencias de tolerancia 20 %, por lo tanto factor de seguridad de 1.3
158
10
1.58k
81.5
3.4
2525
3.4
2.2
5.9
5.9Asumimos
05.9seguridaddefactorelpordomultiplica96.65
58.1
2.2
e
1
1
Ω=+
Ω
==+
Ω===
⇒=
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
Ee
eq
Ee
C
e
EC
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
C
RC
Rr
A
R
Rr
mA
mV
I
mV
r
altoesxqII
mA
k
V
R
V
I
VV
VVVVV
k
k
V
v
R
R
V
β
Ω=
Ω=−=−Ω=
150
19.15281.5158158
1
1
E
eE
R
rR

22
( ) ( )
( ) ( ) Ω=Ω+ΩΩ=+=
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
+
=
+
==
=+=+=
=
>>
===
=∴
=++=++=
=Ω+Ω=+=
Ω=
Ω===
=
≥≥⇒+≥⇒+≥
≥⇒+≥+≥
===
Ω
Ω
Ω
Ω
11715081.5||470||
circuito.aldestabilidamayorofrece
ellasdecualyatoleranciladeinfluencialaenbasanseasresistencilasdeeleccióndecriteriosLos
27
4.28
59.0
26.320
6.5
6
537.0
6.066.2
59.05375.075.53
5375.0
75.53
80
3.4
activareg,laenesteTBJelquemásasegurarparaVaenvioexcesoel20
16.195.9766.2
66.24701503.4
470
12.465
3.4
2
2
95.1Vseguridaddefactorelpor5.1V5.01V1V
725;
5.0
10
5
12
1
33
27
2
1
2
8.6
6.5
22
2
21
2
B2
CE
21
2
2
2
2
RE2RE2RE2RE2
EeE
k
k
B
k
k
JBEEB
B
C
B
RCCEE
EEEE
E
E
RE
E
RE
inp
CECEactopCE
op
inp
RrRRin
kR
k
mA
VV
I
VVcc
R
kR
k
mA
VV
I
VV
I
V
R
mAmAAIII
mAI
II
A
mAI
I
VVcc
VVVVVVVVcc
VmARRIV
R
mA
V
I
V
R
VV
VVVVvV
VVVVVvvV
V
V
A
v
v
μ
μ
β
Son las mismas condiciones para el caso de los capacitores de entrada y salida para el de base se
realizará el respectivo análisis. Al inicio del ejercicio da un rango de frecuencia. La frecuencia
utilizada para el calculo es la frecuencia de trabajo fijada en nuestro ejemplo como 1 kHz
Capacitor de Emisor (capacitor de entrada)
Rinf
CRinX EE
min..2
1
π
>>⇒<<

23
En el ejemplo
FC
FC
kHz
C
Rinf
C
E
E
E
E
μ
μ
π
π
18
36.1
117*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
Capacitor de Colector (capacitor de salida)
L
C
LC
Rf
C
RX
min..2
1
π
>>∴
<<
En el ejemplo
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
B
B
B
L
C
μ
π
π
47.0
42.28
6.5*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
Capacitor de Base
Para obtener la condición de este capacitor vamos a emplear la formula de impedancia considerando
XB
( )
( )( )1..2
1
..2
1
||
1
Si
1
||Si
||
1
||
||
1minmin
121
12
2112
++
>>∧>>∴
+=⇒+<<
+
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+
++=⇒<<
=⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+
++=
βππ
β
β
β
Ee
B
B
B
eEEEe
B
B
eEEBB
B
BB
eEE
Rrf
C
Rf
C
rRRRinRr
X
X
rRRRinRX
RRR
XR
rRRRin
En el ejemplo
( )( )
( ) ( )
FC
nFCnFC
kHz
C
kkkHz
C
Rrf
C
Rf
C
B
BB
BB
Ee
B
B
B
μ
ππ
βππ
47.0
61.1231.34
15081.5*81*1..2
1
6.5||27*1..2
1
1..2
1
..2
1
1minmin
=
>>∧>>
Ω+Ω
>>∧
ΩΩ
>>
++
>>∧>>

24
DISEÑO DE AMPLIFICADOR EN COLECTOR COMÚN
Circuito
En el circuito amplificador en base común podemos observar que la señal ingresa por la base
y la salida esta en el emisor. Este circuito también es conocido como seguidor emisor. La
característica de este circuito es que la ganancia no es mayor que 1.
La regla general para obtener la ganancia en un circuito en colector común es: “Todo lo que
está en emisor desde el punto de salida a tierra dividido para todo lo que está en emisor”.
eqe
eq
LEe
LE
Rr
R
RRr
RR
A
+
=
+
=
||
||
Ejemplo de obtención de la ganancia: en la gráfica aparece solo la parte del circuito que
corresponde al emisor.

25
La fórmula de la ganancia entonces es:
LEEe
LE
RRRr
RR
A
||
||
21
2
++
=
Continuando con el diseño en colector común. Dado que la señal ingresa por la base se
obtiene la expresión de la impedancia de entrada similar a la configuración en emisor común.
TRinRRRin |||| 21=
Donde RinT es la impedancia de entrada en el transistor y es igual a (β+1) por todo lo que esta
en emisor para señal, por lo tanto:
)||)(1( LEeT RRrRin ++= β
El paralelo entre R1 y R2 denominamos RB y el paralelo entre RE y RL denominamos Req
Obteniendo la expresión final de la impedancia de entrada:
[ ]))(1(|| eqeB RrRRin ++= β
Para el diseño de un circuito en colector común es necesario tener muy en cuenta que se
cumpla la condición de impedancia de entrada por lo tanto:
Analizando la expresión de la impedancia de entrada obtenemos que la peor condición para
que se cumpla esta es que RinT sea al menos Rin y reemplazando la ecuación de RinT
obtenemos

26
)1(
tantolopor1AqueescondiciónpeorLa
)1(
:expresiónlaobtenemosquelaDe
)1(
1inecuaciónlaen2ec.ladoreemplazan
)2(
||donde
:gananciadeexpresiónlaDe
)1())(1(
+
≥
=
+
≥
≥+
=+
=
+
=
≥++
≥
β
β
β
β
Rin
R
Rin
A
R
Rin
A
R
A
R
Rr
RRR
Rr
R
A
RinRr
RinRin
eq
eq
eq
eq
eqe
LEeq
eqe
eq
eqe
T
De esta última expresión podemos obtener la condición de RE que nos ayudará a empezar con
nuestro diseño
Al igual que con la configuración en emisor común hay que evitar recortes de la señal,
Como en la configuración en emisor común a partir de las curvas características del transistor
obtenemos lo siguiente:
Vop
R
R
V
VV
R
V
R
V
iI
eq
E
E
ERE
eq
op
E
RE
poE
≥∴
=
≥
≥
Del eje vertical de voltajes obtenemos el VCE.
actopCE vvV +≥

27
A continuación se realizará un ejercicio en el que se explicará con más detalle el
procedimiento de diseño para un amplificador en colector común.
Nos planteamos los siguientes datos:
vop = 3V
Rin ≥ 6 kΩ
RL = 3.9 kΩ
f= 1 kHz
β = 100
Ω=ΩΩ==
∞→∞→
Ω=
Ω≥∴
Ω≥
+
Ω
≥
+
≥
5.3549.3||390||
subeVccmuchoalejamosnossibién
-tamperoVcctantoloporyRmínimoelseleccionosiquecuenta
eny teniendosalidadevoltajeelobservandoaresistencidevaloresteasumo;390Asumo
94.60
60||
1100
6
||
)1(
B
kRRR
R
R
RR
k
RR
Rin
R
LEeq
E
E
LE
LE
eq
β
En el presente ejercicio seleccionamos resistencias de tolerancia 10 %
ejerciciopresente
elencumplesicuallorRcomparamostérmicadestabilidahayquecomprobarPara
44.2
25.10
2525
fórmulalamedianterrtransistodelpropioparámetroelcalcularaprocedeSe
25.10
390
4
4Asumimos
96.3seguridaddefactorpor3.33
5.354
390
eeq
e
E
>>
Ω===
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
mA
mV
I
mV
r
mA
V
R
V
I
VV
VVVVVV
v
R
R
V
E
e
E
RE
E
RE
REEE
op
eq
RE
Del no cumplir la estabilidad térmica asumimos nuevo re tal que cumpla y recalculamos IE y
VRE igual procedimiento se realiza en las anteriores configuraciones pero con IC y VRC

28
gananciadefórmulalaenconstaquearesistencilasoloACpara
yDCparanfuncionarasoloserieenasresistencidoslaspuestocapacitorunconectamos
paraleloenyRaserieenaresistenciunaoriginalcircuitoalaumentaressoluciónla
teinicialmencalculadoRdevalormismoeldejaryrecalculosloshaceravolvernoPara
69.1
25.10
4.17
4.176.018
VdevalornuevoelcalculoR2yR1devaloreslosderealizadocambioelCon
38
8.378.1918
8.1918*1.1*
1818*1*
18
84.15*2
queconcluyoRdepartirayigualessonRyRqueAsumiendo
92.7
seguridadporatolerancidemáximopuntoelporvalorestendomultiplica2.7
||6||
6
05.36)5.35444.2(*101))(1(
tantoloporRinconcumplanbaseladeasresistencilasqueobservarquetenemosPero
6.4
1
6.04
1.1149.101
1
49.101
101
25.10
1
E
E
E
1
111
22
21
18
15
21
B21
21
22
2
21
2
B2
Ω===∴
=−=−=
=
=+=+=
=Ω==
=Ω==∴
Ω==⇒
Ω===
Ω≥⇒
Ω≥
=Ω≥
Ω≥
Ω=+=++=
Ω=
+
=
+
==
=+=+=
=
>>
==
+
=
Ω
Ω
k
mA
V
I
V
R
VVVVVV
VVcc
VVVVVVcc
VkmARIV
VkmARIV
kRR
kRRR
kR
kR
RRRkRinR
kRin
kRrRin
k
mA
VV
I
VV
I
V
R
mAmAAIII
mAI
II
A
mAI
I
E
E
ET
JBEBE
RB
R
B
k
k
B
B
B
BTB
eqeT
JBEEB
B
E
B
β
μ
μ
β
El cambio realizado es:

29
Ω=ΩΩΩ==
∴=−=−=
≥+≥+≥
=
Ω+Ω
Ω
=
+
=⇒
Ω=
Ω=Ω−Ω=−=→+=
kkkkRinRRRin
VVVVVccV
VVVVVvvV
RRr
RR
A
kR
kkRRRRRR
T
ECE
CECEactopCE
LEe
LE
E
EETEEEET
2.705.36||18||18||||
necesarioVconCumploTengo6.204.1738
Necesario523
993.0
5.35444.2
5.354
||
||
2.1
3.139069.1
seráRdevalorEl
21
CE
1
1
2
1221
E2
Capacitor de Base (capacitor de entrada)
Rinf
CRinX BB
min..2
1
π
>>⇒<<
En el ejemplo
FC
nFC
kkHz
C
Rinf
C
B
B
B
B
μ
π
π
47.0
1.22
2.7*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
Capacitor de Emisor (1) (capacitor de salida)
L
E
LE
Rf
C
RX
min
1
1
..2
1
π
>>∴
<<
En el ejemplo
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
B
B
B
L
E
μ
π
π
47.0
8.40
9.3*1..2
1
..2
1
min
1
=
>>
Ω
>>
>>

30
Capacitor de Emisor (2)
( )( )
( )
1min
2
2min
2
1
1
12
1
21
22
1
221
..2
1
..2
1
||
||
Si
||
||
Si
||
||||
E
E
E
E
LEe
EL
EE
LEe
EEL
EE
LEe
EEEL
Rf
C
Rf
C
RRr
RR
ARX
RRr
XRR
ARX
RRr
XRRR
A
ππ
>>∧>>∴
+
=⇒<<
+
+
=⇒<<
+
+
=
En el ejemplo
FC
nFCnFC
kHz
C
kkHz
C
Rf
C
Rf
C
E
EE
EE
E
E
E
E
μ
ππ
ππ
7.4
08.40863.132
390*1..2
1
2.1*1..2
1
..2
1
..2
1
1min2min
=
>>∧>>
Ω
>>∧
Ω
>>
>>∧>>

31
CIRCUITOS DE ALTA IMPEDANCIA DE ENTRADA
Se crea la necesidad de tener circuitos que proporcionen una alta impedancia de entrada para
poder ser conectados a generadores y que toda la señal sea amplificada.
Entre los dispositivos electrónicos que proporcional alta impedancia de entrada están:
• FET’s (Rin = ∞ idealmente)
• Amplificador Operacional (Rin = ∞ idealmente)
• Tubos de vacío
• TBJ (dependiendo de la configuración)
Entre los circuitos electrónicos que proporcional alta impedancia de entrada están:
• Emisor y Colector común
• Circuitos de Autolevación (Emisor y Colector común)
• Circuitos Darlington
En este tema vamos a estudiar los Circuitos de Autolevación (Emisor y Colector común) y
Circuitos Darlington
CIRCUITOS DE AUTOELEVACIÓN
Emisor Común con Autoelevación
Circuito
1
3 2
+V
Vcc
+
C
Q1
+
-
Vin
+
CE
+
CC
+
CB
R
RL
RE2
RE1
R2
RCR1
+V
Vcc
+
C
Q1
+
-
Vin
+
CE
+
CC
+
CB
R
RL
RE2
RE1
R2
RCR1
Tenemos el siguiente análisis del circuito considerando todos los capacitores en cortocircuito:

32
inTin
R
Bin
BEeEeinT
inTEBinTEin
RR
R
i
vv
Cvv
vv
Cvv
RRrRRRrR
RRRRRRRRRR
=∴
∞=→
=→
=∴
=
=
=
++=++=
+=+=
0
:quetenemosseñalparaEntonces
itocortocircu
emisorSeguidor
itocortocircu
gráficaladel3y21,puntoslosenvoltajeelanalizaravamoslseñaenanálisiselPara
))(1())(1(
)()(
31
23
12
1
1211
1121
ββ
En este circuito, como característica importante es que la impedancia de entrada ya no
depende de RB subiendo los niveles de Rin.
Una gran ventaja es que los voltajes Vcc son más bajos.
Desde el punto de vista teórico se puede asumir el valor mínimo de RC.
Resulta más sencillo el diseño ya que se puede asumir VE y no va influir en la impedancia de
entrada. A continuación se presenta un ejemplo de diseño.
Ejercicio
A = 20
vop = 1V
RL = 2.7 kΩ
Rin ≥ 10kΩ
f = 1 kHz
β = 100
+V
Vcc
+
C
Q1
+
-
Vin
+
CE
+
CC
+
CB
R
RL
RE2
RE1
R2
RCR1

33
ç
Ω=ΩΩ==
Ω=
Ω≥∴
Ω≥
Ω≥
+
≥
kkkRRR
kRc
kR
kRR
kRR
Rin
A
R
LCeq
C
LC
LC
eq
03.27.2||2.8||
gastos.másimplicacualloaltomuyVccun
obtenernoparasalidadevoltajeelobservandoaresistencidevaloresteasumo;2.8Asumo
43.7
98.1||
10*
101
20
||
)1(β
Asumimos resistencias de tolerancia 10 %
( )
( ) Ω=
Ω
==+
=
+
=
Ω===
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
5.101
20
03.2
||
||donde;
||
41
609.0
2525
609.0
2.8
5
5Asumimos
03.2
2.8
1
21
1
C
k
A
R
RRr
RRR
RRr
R
A
mA
mV
I
mV
r
mA
k
V
R
V
I
VV
VVVVV
k
k
V
v
R
R
V
eq
BEe
B
BEe
eq
E
e
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
RC

34
JBER
7.2
2.2
R
RB
R
21
2
B2
CE
EEEE
E
1
e
e
VquemenormuchoaunseaVqueparamenorelseleccionase2.2
4.2
05.0
06.0V
R
R,devalorelobtengoVyIdatoslosconEntonces
06.0
V
condición
siguientelaplanteaseestolograrPararealizado.epreviamentdiseñoalafectenoyconstantesemisor
elenvoltajeelmantenerparalesdespreciabserdebenRaresistencilaenvoltajedelesvariacionLas
275.025.0025.0
25.0
025.0
100
5.2
55.255.2005.32
05.305.021;
800
5.2
2
2
Rin.devalornuestro
afectequesinVdevalorelasumirpodemosiónautoelevacconrealizandoestamoscomoAhora
05.0
20
1
5.91105.1015.101||
5.202.8*5.2*
5.2
10
2525
10
rnuevoasumimoscorregirparante,termicameestable
esnoquelopormayormuchoesnoqueobservamos,rconvalorúltimoesteComparando
Ω=∴
Ω===
=∴
<<
=+=+=
=
>>
===
=∴
=++=++=
≥⇒++≥++≥
Ω===
=
≥≥⇒+≥⇒+≥
===
Ω=Ω−Ω=−Ω=
=Ω==
=
Ω
==
Ω=
Ω
Ω
kR
k
mA
V
I
VV
V
mAmAmAIII
mAI
II
mA
mAI
I
VVcc
VVVVVVVVcc
VVVVVvvvV
mA
V
I
V
R
VV
VVVVvV
V
V
A
v
v
rRR
VKmARIV
mA
mV
r
mV
I
r
k
k
B
R
JBE
B
C
B
RCCEE
CECEinpactopCE
E
E
ET
E
inp
op
inp
eBE
CCRC
e
C
e
β

35
Ω=ΩΩ+=++=
=
Ω=∴
Ω=Ω−Ω=−=
Ω=∴
Ω=
Ω=
Ω=ΩΩ==
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
++
=
++
==
Ω
Ω
Ω
Ω
kkRRrRin
RinRin
R
RRR
R
R
RR
kkkRRR
kR
k
mA
VV
I
VVcc
R
kR
k
mA
VVV
I
VVV
I
V
R
BEe
T
E
EETE
E
E
BE
B
k
k
B
RJBEEB
1.10)91.8||9110(101)||)(1(
iónAutoelevac
680
70991800
91
44.92
5.91||
91.810||82||
82
87.84
275.0
66.226
10
64.10
25.0
06.06.02
1
2
750
68012
1
1
1
21
1
91
82
1
1
2
22
2
β
Capacitor de entrada)
FC
nFC
kkHz
C
Rinf
C
RinX
B
B
B
B
B
μ
π
π
47.0
75.15
1.10*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
<<
Capacitor de salida
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
B
B
B
L
C
LC
μ
π
π
1
94.58
7.2*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
<<
Capacitor de Emisor
( )
( )
FC
FCnFC
kHz
C
kHz
C
Rrf
C
Rf
C
RrXRX
E
EE
EE
Ee
E
E
E
EeEEE
μ
μ
ππ
ππ
22
58.1234
91101..2
1
680*1..2
1
..2
1
..2
1
1min2min
12
=
>>∧>>
Ω+Ω
>>∧
Ω
>>
+
>>∧>>
+<<∧<<
Capacitor de autoelevación (C)
( )( )
( )
B
BEe
eq
B
BEe
eq
Rf
C
RRr
R
ARX
RXRr
R
A
..2
1
||
Si
||
min
1
1
π
>>
+
=→<<
++
=

36
En el ejemplo
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
B
B
B
B
B
μ
π
π
22.0
86.17
91.8*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
<<
Colector Común con Autoelevación
Circuito
3 2
1
+V
Vcc
+
C
Q1
+
-
Vin
+
CE
+
CB
R
RLRE
R2
R1
Tenemos el siguiente análisis del circuito considerando todos los capacitores en cortocircuito:
inTin
R
Bin
BLEeinT
inTeqBinTLEin
RR
R
i
vv
Cvv
vv
Cvv
RRRrR
RRRRRRRRRRR
=∴
∞=→
=→
=∴
=
=
=
++=
+=+=
0
:quetenemosseñalparaEntonces
itocortocircu
emisorSeguidor
itocortocircu
gráficalade3y21,puntoslosenvoltajeelanalizaravamosseñalenanálisiselPara
))(1(
)()(
31
23
12
1
21
β
Tenemos entonces las mismas características que en el circuito emisor común con
autoelevación pero en este caso la ganancia de este circuito es menor o igual a 1. Entonces
este circuito lo podemos emplear como acoplador de impedancias.

37
Ejercicio
vop = 1V
RL = 4.7 kΩ
Rin ≥ 10kΩ
f = 1 kHz
β = 100
+V
Vcc
+
C
Q1
+
-
Vin
+
CE
+
CB
R
RLRE
R2
R1
Ω=ΩΩ==
Ω=
Ω≥⇒
Ω≥∴
=≈→
>>
Ω≥
Ω
≥
+
≥
11.3607.4||390||
390Asumo
13.101
99
||;'
)||(Si
99||||
101
10
'
)1(
'
kRRR
R
R
kR
RRRRR
RRR
RRR
k
R
Rin
R
LEeq
E
E
eq
ELeqeqeq
ELB
BLE
eq
eq
β
VVVVVVcc
VVVVVvvV
Rr
mA
mV
I
mV
r
mA
V
R
V
I
VVV
VVVVVV
v
R
R
V
ECE
CECEactopCE
eqe
E
e
E
E
E
ERE
RCRCRC
op
eq
RE
532
321;
tetermicamen
estableesquelopormayormuchoesqueobservamos,rconvalorúltimoesteComparando
99.39411.360875.4
875.4
13.5
2525
13.5
390
2
2Asumimos
11.360
390
e
E
=+=+=
≥⇒+≥+≥
Ω=Ω+Ω=+
Ω===
=
Ω
==
==
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥

38
Ω=ΩΩ+Ω=++=
=
Ω=ΩΩ==
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
++
=
++
==
Ω=∴
Ω===
=∴
<<
=+=+=
=
>>
==
+
=
=
kkRRrRin
RinRin
kkkRRR
kR
k
mA
VV
I
VVcc
R
kR
k
mA
VVV
I
VVV
I
V
R
kR
k
mA
V
I
VV
V
mAmAmAIII
mAI
II
mA
mAI
I
VVcc
Beqe
T
B
B
RJBEEB
B
R
JBE
B
E
B
7.32)8.2||11.360875.4(101)||)(1(
iónAutoelevac
8.26.5||6.5||
6.5
65.5
561.0
66.26
6.5
2.5
51.0
06.06.02
2.1
18.1
051.0
06.0V
R
06.0
V
condición
siguientelaplanteaseestolograrPararealizado.epreviamentdiseñoalafectenoyconstanteemisor
elenvoltajeelmantenerparalesdespreciabserdebenRaresistencilaenvoltajedelesvariacionLas
561.051.0051.0
51.0
051.0
101
13.5
1
21
1
1
1
2
22
2
R
RB
R
21
2
B2
CE
β
β
Capacitor de entrada)
FC
nFC
kkHz
C
Rinf
C
RinX
B
B
B
B
B
μ
π
π
1.0
86.4
7.32*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
<<
Capacitor de salida
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
B
B
B
L
C
LC
μ
π
π
47.0
86.33
7.4*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
<<

39
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
B
B
B
B
B
μ
π
π
68.0
84.56
8.2*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
<<
CIRCUITO DARLINGTON
Una conexión muy popular de dos TBJ para operar como un transistor con “superbeta” es la
conexión Darlington, mostrada en la siguiente figura.
= B
E
C
QD
NPN
B
E
C
Q2
NPN
Q1
NPN
B
E
C
QD
NPN
B
E
C
Q2
NPN
Q1
NPN
La principal característica de la conexión Darlington es que el transistor compuesto actúa
como una unidad simple con una ganancia de corriente que es el producto de las ganancias de
corriente de los transistores individuales.
La conexión Darlington de transistores proporciona un transistor que cuenta con una ganancia
de corriente muy grande, por lo general en el orden de los miles
Existen transistores Darlington encapsulados en el mercado en los cuales internamente ya esta
realizada la conexión de los dos transistores. Como por ejemplo el ECG268 (NPN) y el
ECG269 (PNP)
Fórmulas importantes para transistores Darlington
IE1=IB2
IE2
IB1
B
E
C
Q2
NPN
Q1
NPN

40
( )
( ) ( )( )
( )( )
( )
( )
EE
e
ee
E
e
B
e
BE
E
e
e
e
B
B
B
E
EB
B
B
B
E
I
mV
I
mV
r
rr
I
mV
r
I
mV
r
II
I
mV
r
r
r
I
I
I
I
II
I
I
I
I
5050
r
.2r
r
25
r
1
25
r
;
1
25
r
1
r
:aigualsery varunposeeravaDarlingtonrtransistoEl
.
prácticovistadepuntoelDesde
11
111
;
1
rtransistocadadelasyyDarlingtonrtransistodelbetalaSea
2
eD
2eD
22eD
2
2eD
22
2eD
21
21
2eD
2
1
2eD
eD
21D
21D
1
112
1
12
D
12
1
22
1
2
D
21D
==∴
=
+=
+=
+
+=
=
+
+=
+
+=
=
++=∴
++
=
+
=
=
+
==
β
β
β
βββ
βββ
βββ
β
β
β
βββ
En el caso de transistores PNP la conexión es como muestra la siguiente figura:
=
IE1=IB2
IE2
IB1 B
C
E
Q3
PNP
Q2
PNP
Q1
PNP
B
C
E
Ejercicio
Realizar un circuito amplificador que cumpla con las siguientes condiciones
A = 12
vop = 5V
RL = 2.7 kΩ
Rin ≥ 50kΩ
f = 1 kHz
β = 100

41
Planificación
Diagrama de bloques
Ω≥∴
Ω=Ω≥
Ω≥
≥
Ω=Ω≥
Ω≥
+
≥
36.61
circuitoelrimplementapuedesesiAhora7.2con60||
50*
100*100
12
DarlingtonUtilizo
circuitoelrimplementapuedeseno7.2con6||
50*
101
12
)1(
C
LLC
eq
D
eq
LLC
eq
eq
R
kRRR
kR
Rin
A
R
kRkRR
kR
Rin
A
R
β
β
Por facilidad en el diseño también hago con autoelevación que incluso me ayudará a tener
Vcc más bajos
R4
Q1
+V
Vcc
+
C
Q2
+
-
Vin
+
CE
+
CC
+
CB R3
RL
RE2
RE1
R2
RCR1
La resistencia R4 es para descargar la juntura base – emisor de Q2 ya que hay capacidades en
las junturas y hay que realizar la descarga para que no haya distorsión de la señal dentro del
procedimiento de diseño se va a indicar la forma de calcular esta resistencia

42
( )
AI
II
A
mAI
I
VVcc
VVVVVVVVcc
VVVVVVvvvV
mA
V
I
V
R
VV
VVVVvV
V
V
A
v
v
rRR
A
R
RRr
mA
mV
I
mV
r
mA
V
R
V
I
VV
VVVVVV
v
R
R
V
kRRR
R
D
C
B
RCCEE
CECEinpactDopCE
E
E
ET
E
inp
op
inp
eBE
eq
BEeD
C
eD
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
RC
LCeq
C
μ
μ
β
8.27
78.2
10000
8.27
VaenviadoesexcesoEl20
42.195.742.85.3
42.8417.035;
vpara3VmenosalponemosVdecasoelPara
9.125
8.27
5.3
5.3
junturasdosdecia
-presenlaporDarlingtonpara2VcolocamosahoraVEdeinecuaciónlaEnRin.devalornuestro
afectequesinVdevalorelasumirpodemosiónautoelevacconrealizandoestamoscomoAhora
417.0
12
5
65.188.145.2045.20||
te.termicamen
estableesquelopormayormuchoesqueobservamos,rconvalorúltimoesteComparando
45.20
12
45.245
||
8.1
8.27
5050
8.27
270
5.7
5.7Asumimos
45.245
270
45.2457.2||270||
270
RasumoRyvelObservando
2
B2
CE
satCE
EEEE
E
1
eD
1
C
CLop
=
>>
===
=∴
=++=++=
≥⇒++≥++≥
Ω===
=
≥≥⇒+≥⇒+≥
===
Ω=Ω−Ω=−Ω=
Ω=
Ω
==+
Ω===
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
Ω=ΩΩ==
Ω=

43
( )( )
( )( )
Ω=
Ω=
Ω>>
Ω=ΩΩ+=
Ω=
Ω
==++=
>>→
<<
Ω=ΩΩ+Ω=+=
=
Ω=∴
Ω=Ω−Ω=−=
Ω=∴
Ω=
Ω=
Ω=ΩΩ==
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
++
=
++
==
Ω=∴
Ω===
=∴
=<<
=+=+=
Ω
Ω
Ω
Ω
Ω
Ω
Ω
Ω
kR
kR
kR
kkRin
r
rRRrRin
RinR
i
kkRRrDRin
RinRin
R
RRR
R
R
RR
kkkRRR
kR
k
A
VV
I
VVcc
R
kR
k
A
VVV
I
VVV
I
V
R
kR
k
A
V
I
R
VV
VVV
AAAIII
k
k
T
eD
eBEeT
T
b
BEeD
TD
E
EETE
E
E
BE
B
k
k
B
RJBEEB
k
k
B
R
JBEDJBED
B
18
disminuiravadescargadetiempoelmenorelescogeral1.19
91.1
91.115.130||189.0101
9.0
2
8.1
2
||1
i
diseñoalafectandoyvaloreslostodosvariandoIdevalorelcambieycorrientededesvióhaya
noqueparapequeñamuyseaestaporvaquecorrientelaquehacemosRaresistencilaPara
97.197)15.130||188.1(10000)||)((
iónAutoelevac
100
9.107189.125
18
65.18
65.18||
15.130180||470||
470
497
58.30
8.420
180
7.172
8.27
1.02.15.3
VquemenormuchoaúnseaVqueparamenorelseleccionase33
97.35
78.2
1.0V
1.0
junturasdosdepresencialapor2.1V
58.308.2778.2
4
18
224
4
2
21222
24
24
B
4
1
2
100
12012
1
1
1
21
1
470
560
1
1
2
22
2
JBER3
33
39
R3
3
R3B
3
R3
21
β
β
μ
μ
μ
μμμ

44
Capacitor de entrada
nFC
pFC
kkHz
C
Rinf
C
RinX
B
B
B
B
B
10
9.803
97.197*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
<<
π
π
Capacitor de salida
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
B
B
B
L
C
LC
μ
π
π
1
94.58
7.2*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
<<
Capacitor de Emisor
( )
( )
FC
FCFC
kHz
C
kHz
C
Rrf
C
Rf
C
RrXRX
E
EE
EE
EeD
E
E
E
EeEEE
μ
μμ
ππ
ππ
100
04.859.1
188.11..2
1
100*1..2
1
..2
1
..2
1
1min2min
12
=
>>∧>>
Ω+Ω
>>∧
Ω
>>
+
>>∧>>
+<<∧<<
nFC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
B
B
B
B
B
47
22.1
15.130*1..2
1
..2
1
min
=
>>
Ω
>>
>>
<<
π
π

45
AMPLIFICADORES EN CASCADA
El presente tema nos introduce a la necesidad de emplear dos o mas amplificadores
conectados en cascada con el propósito de que nuestro sistema amplificador pueda reunir las
características que con el empleo de un solo amplificador (con un solo elemento activo) no se
podrían obtener: por ejemplo si el problema de diseño consiste en construir un amplificador
que tenga una impedancia de entrada muy alta (por ejemplo 1 MΩ) y que a su vez nos
proporcione una ganancia de voltaje considerable (por ejemplo 80) entonces podemos
percatamos que ningún amplificador de una sola etapa resolvería el problema. Sin embargo,
para este caso, si conectamos varias etapas de amplificación, entonces el propósito de diseño
podría cumplirse.
El siguiente gráfico muestra la forma esquemática de una conexión en cascada:
Para analizar la ganancia total de un amplificador en cascada vamos a hacerlo con dos etapas,
este análisis sirva para n etapas.
Sea el siguiente diagrama de bloques
cascadaenconectadasetapasnpara*..........***
.
.
;
321
21
12
12
12
22
AnAAAA
AAA
v
vAA
A
v
vA
A
vv
v
vA
A
v
v
A
in
in
in
o
oin
in
in
in
o
=∴
=
=
=
==
=

46
TIPOS DE ACOPLAMIENTO
En cuanto al dispositivo que utilicemos para interconectar las etapas, nos permitirá definir el
tipo de acoplamiento a utilizar. Los dispositivos usuales de acoplamiento son: Cable,
condensador, y transformador.
Acoplamiento Capacitivo
Permite desacoplar los efectos de polarización entre las etapas. Permite dar una mayor
libertad al diseño. Pues, la polarización de una etapa no afectará a la otra.
Acoplamiento Directo
Consiste básicamente en interconectar directamente cada etapa mediante un cable. Presenta
buena respuesta a baja frecuencia. Típicamente se utilizan para interconectar etapas de emisor
común con otras de seguidor de emisor.
Acoplamiento Inductivo
Muy popular en el dominio de las radiofrecuencias (RF). Seleccionando la razón de vueltas en
el transformador permite lograr incrementos de tensión o de corriente.
ACOPLAMIENTO CAPACITIVO
El diseño de amplificadores se inicia desde las últimas etapas hacia la primera. Se debe
colocar las mayores ganancias al principio y las menores en las últimas etapas para disminuir
la distorsión no lineal o distorsión de amplitud. La distorsión no lineal es cuando el ciclo
positivo de la señal no es igual al ciclo negativo.
Hay que tener en cuenta que en el diseño la resistencia de carga que observa una etapa es la
impedancia de entrada de la siguiente y así sucesivamente hasta llegar a la carga.
El Vcc de la primera etapa que se diseña debe abastecer a todas las etapas subsiguientes. En
realidad se puede hacer varias fuentes Vcc para cada etapa pero implica un gasto innecesario.
Si el Vcc inicialmente calculado es muy grande para las otras etapas se recomienda enviar el
exceso de voltaje a VCE y si es muy grande aun para las características del TBJ se puede
implementar la siguiente conexión y enviar el exceso de voltaje DC a la resistencia que en la

47
gráfica es rotulada como RC3 y conectada con capacitor en paralelo para que su
funcionamiento solo sea para la parte de polarización (DC) del TBJ
C
CCRC2
RC3
Q1
NPN
+V
Vcc
A continua se presenta un ejemplo de diseño de un amplificador en cascada con acoplamiento
capacitivo con las siguientes condiciones.
A = 120
vop = 3V
RL = 1 kΩ
β = 100
Como observamos en los datos tenemos una ganancia muy alta que debe realizarse con varias
etapas. Para iniciar con el diseño procedemos a realizar la planificación en la que consta el
número de etapas y en que configuración está cada una.
Vamos a realizar un diseño de dos etapas; la primera en emisor común de ganancia de 12 y la
segunda etapa en base común de ganancia 10. Graficamos el diagrama de bloques del circuito.
Realizamos el circuito a diseñar:

48
Diseño de la segunda etapa (configuración base común)
Se la realiza normalmente como si fuese una sola etapa y considerando los voltajes de entrada
y salida del bloque según el diagrama, por lo tanto
50
10
005
3.3
5.7
2525
5.7
1
5.7
5.7Asumimos
2.7seguridaddefactorelpordomultiplica63
500
1
5001||1||
etapasambaspara1.2deseguridaddefactortantolopor%,10atolerancideasresistenciAsumimos
Ry
altomuyVccunobtenernoparasalidadevoltajeelobservandovaloresteasumo;1Asumo
e
3
2
3
2
22
2
2
2
2
222
2
2
2
L
2
Ω=+
Ω
==+
Ω===
⇒=
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
Ω=ΩΩ==
Ω=
Ee
eq
Ee
C
e
EC
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
C
RC
LCeq
Rr
A
R
Rr
mA
mV
I
mV
r
altoesxqII
mA
k
V
R
V
I
VV
VVVVV
k
V
v
R
R
V
kkRRR
kRc
β

49
Ω=
Ω=−=−Ω=
47
66.463.35050
3
3
E
eE
R
rR
( ) ( )
( ) ( ) Ω=Ω+ΩΩ=+=
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
+
=
+
==
=+=+=
=
>>
===
=∴
=++=++=
=Ω+Ω=+=
Ω=
Ω===
=
≥≥⇒+≥⇒+≥
≥⇒+≥+≥
Ω
Ω
96.4033.347||220||
circuito.aldestabilidamayorofrece
ellasdecualyatoleranciladeinfluencialaenbasanseasresistencilasdeeleccióndecriteriosLos
15
03.15
825.0
6.215
3.3
47.3
75.0
6.02
825.075.0075.0
75.0
075.0
100
5.7
5.145.752
002.2220475.7
220
térmicaestab.asegurosuperiorinmediatoelescogerAl208
5.7
56.1
56.1
523;
342
1
3
1
3
4
3.3
7.4
2
2
4
2
4
423
4
B24
2
2
CE2
222
4322
2
2
4
4
4
RE2RE4RE2RE4
222
EeE
B
k
k
JBEEB
B
C
B
RCCEE
EEEE
E
E
RE
E
RE
inp
CECEactopCE
RrRRin
kR
k
mA
VV
I
VVcc
R
kR
k
mA
VV
I
VV
I
V
R
mAmAmAIII
mAI
II
mA
mAI
I
VVcc
VVVVVVVVcc
VmARRIV
R
mA
V
I
V
R
VV
VVVVvV
VVVVVvvV
β
Diseño de la Primera etapa
Para este diseño tengo como datos Rin2 que es el RL para esta etapa y Vcc
Este ejemplo tiene como propósito el practicar. Pero en realidad no se debe hacer así ya que
no es recomendable conectar la primera etapa en emisor común y la segunda en base común
ya que el emisor común ve una impedancia muy baja generada por la etapa en base común.
Como conclusión podemos decir que toca hacer un análisis profundo si se desea hacer las
etapas con distintas configuraciones y tener en cuenta las características de cada
configuración como es el caso del colector común que tiene alta impedancia de entrada pero
no amplifica la señal o en el caso del de base común que ofrece una ganancia pero su
impedancia de entrada es muy baja; y finalmente el emisor común que ofrece ganancia y una

50
alta impedancia de entrada. A más de esto podemos añadir los circuitos de alta impedancia en
una o varias etapas
Ω=ΩΩ==
Ω=
06.3796.40||390||
390Asumo
211
1
inCeq
C
RRR
R
mAmAmAIII
mAI
II
mA
mAI
I
VVcc
VVVVVVVVcc
R
RRR
mA
V
I
V
R
VV
VVmVVvV
VVmVVVVvvvV
R
rR
VmARIV
mA
mV
I
r
k
A
R
Rr
mA
mV
I
mV
r
mA
V
R
V
I
VV
VVVVVV
v
R
R
V
B
C
B
RCCEE
E
EETE
E
E
ET
E
inp
CECEinpactopCE
E
eE
CCRC
C
e
eq
Ee
E
e
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
RC
11110
10
1
100
100
325.4339325.22
18
3.177.220
20
100
2
2
23.1Vseguridaddefactorelpor025.1V251V1V
325.22523.0;
7.2
84.225.009.309.3
39390*100*
100
25.0
25
25.0Asumo
corregimosnte,termicameestableesnocircuitoEl
09.3
12
06.37
44.2
25.10
2525
25.10
390
4
4Asumimos
78.3seguridaddefactorpor16.33.0
06.37
390
21
2
B2
1
1
CE1
111
2
12
EEEE
1
1
111
1
1
1
1
1
1
1
1
1
11
1
C1
1
=+=+=
=
>>
===
=∴
=++=++=
Ω=∴
Ω=Ω−Ω=−=
Ω===
=
≥≥⇒+≥⇒+≥
≥⇒++≥++≥
Ω=
Ω=Ω−Ω=−Ω=
=Ω==
=
Ω
=
Ω=
∴
Ω=
Ω
==+
Ω===
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
β

51
( ) ( )( )
CE
222
3
47
563
3
CE2
3
1
21
1
1
1
2
2
1
2
1
2
VenvoltajemuchotienesecuandonteanteriormeindicosequelohacerpuedeseO
do.seleccionartransistoaldañarpuedequeyavoltajeesteencuentatenerqueHay
5.3525.745
56
39.51
825.0
6.245
Vavasavoltajedediferencialaqueyacambiano
restoelyRrecalculaseetapasegundalade15Vlosabastezca45VdefuentelaquePara
6.1367.225.0101||5.252))(1(||||
5.252270||9.3||
9.3
85.3
11
6.245
270
260
10
6.02
VVVVVVVccV
kR
k
mA
VV
I
VVcc
R
RrRRinRRin
kRRR
kR
k
mA
VV
I
VVcc
R
R
mA
VV
I
VV
I
V
R
ERCCE
k
k
B
EeBTB
B
B
JBEEB
=−−=−−=
Ω=
Ω=
−
=
−
=
Ω=Ω+ΩΩ=++==
Ω=ΩΩ==
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
+
=
+
==
Ω
Ω
β
Si es el caso de que Rin depende de RB2 es necesario poner la nueva R3 con un capacitor en
paralelo.
Cálculo de capacitores
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
L
L
μ
π
π
2.2
15.159
1*1..2
1
..2
1
5
5
5
min
5
5
=
>>
Ω
>>
>>
<<
( )
FC
nFC
kkkHz
C
Rf
C
RX
B
B
μ
π
π
68.0
07.51
3.3||56*1..2
1
..2
1
4
4
4
2min
4
24
=
>>
ΩΩ
>>
>>
<<
( )
( )
FC
FC
kHz
C
rRf
C
rRX
eE
eE
μ
μ
π
π
1000
9.53
25.07.2*1..2
1
..2
1
3
3
3
1min
3
13
=
>>
Ω+Ω
>>
+
>>
+<<
FC
FC
kHz
C
Rinf
C
RinX
μ
μ
π
π
47
88.3
96.40*1..2
1
..2
1
2
2
2
2min
2
22
=
>>
Ω
>>
>>
<<
FC
FC
kHz
C
Rinf
C
RinX
μ
μ
π
π
18
165.1
6.136*1..2
1
..2
1
1
1
1
1min
1
11
=
>>
Ω
>>
>>
<<

52
Como observamos en el ejercicio anterior hay valores exagerados de Vcc y de algunas
resistencias, esto se debe a la incompatibilidad que existe al conectar la primera etapa en
emisor común y la segunda en colector común.
Ahora vamos a hacer un ejercicio en que las dos etapas son en emisor común para observar la
mejora. Los datos son los mismos que el ejercicio anterior pero añadimos una condición de
impedancia de entrada.
A = 120
vop = 3V
RL = 1 kΩ
Rin ≥ 10kΩ
β = 100
Planificación
Haciendo la primera etapa con ganancia de 12 y la segunda con ganancia de 10
Ω≥→
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥
+
≥
Ω≥→
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥
+
≥
36.136
120||
1202.1*
100
10
;
)1(
condiciónpeor2.1
2.1||
2.110*
100
12
;
)1(
2
2
222
2
2
2
21
11
1
1
C
LC
eqeqeq
C
eqeqeq
R
RR
RkRRin
A
R
kRin
kRinR
kRkRRin
A
R
β
β
Haciendo la segunda etapa con autoelevación.
+V
Vcc
+
C5
Q1
+
C6
+
C4
R5
RL
RE4
RE3
R4
RCR3R1 RC1
R2
RE1
RE2
+
C1
+
C2
+
C3
+
-
Vin1
Q2
Diseño de la segunda etapa

53
( )
Ω=∴
Ω===
=∴
<<
=+=+=
=
>>
===
=∴
=++=++=
Ω===
=
≥≥⇒+≥⇒+≥
≥⇒++≥++≥
Ω=−=−Ω=
∴Ω=
Ω
==+
=
Ω===
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
Ω=ΩΩ==
Ω=
820
800
075.0
06.0V
06.0
V
825.075.0075.0
75.0
075.0
100
5.7
8.145.73.52
67.266
5.7
2
2
3.53.023;
66.463.35050||
ntetermicameEstable50
10
500
||
||
33.3
5.7
2525
5.7
1
5.7
5.7Asumimos
6seguridaddefactorpor51
500
1
5001||1||
;1Asumo
2
R5
5
RB
5
R5
423
4
B24
2
2
CE2
222
2
2
2
E2E2E2E2
222
23
2
232
432
2
2
2
2
2
22
C2
2
2
R
mA
V
I
R
VV
V
mAmAmAIII
mAI
II
mA
mAI
I
VVcc
VVVVVVVVcc
mA
V
I
V
R
VV
VVVVvV
VVVVVvvvV
rRR
A
R
RRr
RRR
mA
mV
I
mV
r
mA
k
V
R
V
I
VV
VVVVV
k
V
v
R
R
V
kkRRR
kR
B
R
JBE
B
C
B
RCCEE
E
E
ET
E
inp
CECEinpactopCE
eBE
eq
BEe
B
E
e
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
RC
LCeq
C
β

54
Ω=ΩΩ+=++=
=
Ω=∴
Ω=Ω−Ω=−=
Ω=∴
Ω=
Ω=
Ω=ΩΩ==
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
++
=
++
==
kkRRrRin
RinRin
R
RRR
R
R
RR
kkkRRR
kR
k
mA
VV
I
VVcc
R
kR
k
mA
VVV
I
VVV
I
V
R
BEe
T
E
EETE
E
E
BE
B
B
RJBEEB
5)705.2||4733.3(101)||)(1(
iónAutoelevac
220
67.2194767.266
47
5.47
67.46||
705.23.3||15||
15
95.14
825.0
66.215
3.3
54.3
75.0
06.06.02
12
2
4
34
3
3
23
432
3
3
2
3
4
4
52
4
2
4
β
Diseño de la primera etapa
Ω≥→
Ω≥
Ω≥
kR
kRinR
kR
C
C
eq
58.1
2.1||
2.1
1
21
1
VkmARIV
mA
mV
r
mV
I
r
Rr
A
R
Rr
mA
mV
I
mV
r
mA
k
V
R
V
I
VV
VVVVV
k
k
V
v
R
R
V
kkkRinRR
kR
CCRC
e
C
e
Ee
eq
Ee
C
e
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
RC
Ceq
C
875.57.4*25.1*
25.1
20
2525
20asumoEntonces
ntetermicameestableesnotantoloPor
89.201
12
2.42k
5.117
213.0
2525
213.0
7.4
1
1Asumimos
42.2
7.4
42.25||7.4||
;7.4Asumo
111
1
1
1
11
1
11
1
1
1
1
1
111
1
C1
1
211
1
=Ω==
===
Ω=
∴
Ω=+
Ω
==+
Ω===
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
Ω=ΩΩ==
Ω=

55
( ) Ω=Ω+Ω=++=
Ω=ΩΩ==
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
+
=
+
==
=+=+=
=
>>
===
Ω=
Ω=Ω−Ω=−=
Ω===
=−−=−−=
≥≥⇒++≥
++≥
Ω=
Ω=Ω−Ω=−Ω=
kkRrRRin
kkkRRR
kR
k
mA
VV
I
VVcc
R
kR
k
mA
VV
I
VV
I
V
R
mAmAmAIII
mAI
II
mA
mAI
I
kR
kkRRR
k
mA
V
I
V
R
VVVVVVVccV
VVsegfactxVVmVVVV
vvvV
R
rR
EeB
B
B
JBEEB
B
C
B
E
EETE
E
E
ET
CERCE
CECECE
inpactopCE
E
eE
73.11)18020(*101||28))(1(||
2856||56||
56
7.58
1375.0
93.615
56
4.55
125.0
6.033.6
1375.0125.00125.0
125.0
0125.0
100
25.1
7.4
88.418006.5
06.5
25.1
33.6
33.679.2875.515
325.2..325.22523.0
;
180
89.1812089.20189.201
111
211
1
1
1
1
2
2
1
2
1
2
21
2
B2
1
1
2
12
1
1
11
111
1
1
21
β
β
Después de realizado este ejercicio se recomienda hacer ambas etapas con autoelevación.
Si se desea hacer sin autoelevación pero no se cumple con Rin basta añadir R y C de
autoelevación, esto no varía los cálculos en nada.
Calculo de capacitores
FC
nFC
kkHz
C
Rinf
C
RinX
μ
π
π
22.0
57.13
73.11*1..2
1
..2
1
1
1
1
1min
1
11
=
>>
Ω
>>
>>
<<
FC
nFC
kkHz
C
Rinf
C
RinX
μ
π
π
47.0
8.31
5*1..2
1
..2
1
2
2
2
2min
2
22
=
>>
Ω
>>
>>
<<
( )
( )
FC
nFC
kHz
C
rRf
C
rRX
eE
eE
μ
π
π
10
795
20180*1..2
1
..2
1
3
3
3
1min
3
13
=
>>
Ω+Ω
>>
+
>>
+<<

56
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
L
L
μ
π
π
2.2
15.159
1*1..2
1
..2
1
4
4
4
min
4
4
=
>>
Ω
>>
>>
<<
( )
FC
nFC
kkkHz
C
Rf
C
RX
B
B
μ
π
π
1
8.58
3.3||15*1..2
1
..2
1
5
5
5
2min
5
25
=
>>
ΩΩ
>>
>>
<<
( )
( )
FC
FC
kHz
C
Rrf
C
RrX
Ee
Ee
μ
μ
π
π
47
16.3
4733.3*1..2
1
..2
1
6
6
6
3min
6
36
=
>>
Ω+Ω
>>
+
>>
+<<
Ejercicio
Realizar el análisis inicial para un diseño con las siguientes condiciones:
A = 15
vop = 4V
RL = 100Ω
Rin ≥ 100kΩ
Ya que la ganancia es baja se puede realizar con una etapa
etapas2conejercicioesteresolverintentaseAhora
RdevalorelporDarlingtonconlograrpuedeseTampoco
150||
150100*
100*100
15
;
DarlingtonutilizandoyetapaunaconahoraProbemos
a.planificadformaladecirucitoesterealizarimposiblees100esRdevalorelqueYa
15||
15100*
100
15
;
)1(
L
L
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥≥
Ω
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥
+
≥
LC
eqeq
D
eq
LC
eqeqeq
RR
RkRRin
A
R
kRR
kRkRRin
A
R
β
β

57
Ω≥∴
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥≥
Ω
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥
+
≥
Ω≥→
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥
+
≥
52.1
5.1||
5.15*
100
3
;
:etapasegundalaenDarlingtonconahoraProbemos
a.planificadformaladecirucitoesterealizarimposiblees100esRdevalorelqueYa
150||
1505*
100
3
;
)1(
condiciónpeor5
5||
5100*
100
5
;
)1(
2
2
2222
2
2
L
2
222
2
2
2
21
11
1
1
C
LC
eqeq
D
eq
LC
eqeqeq
C
eqeqeq
R
RR
RkRRin
A
R
RR
RkRRin
A
R
kRin
kRinR
kRkRRin
A
R
β
β
β
Lo que intentamos demostrar en este ejercicio es que también al hacer con multietapa se tiene
circuitos de alta impedancia de entrada. Otra opción en el ejercicio anterior es realizarlo con
dos etapas, la primera etapa con emisor común y una ganancia de 15 y la segunda etapa
realizar una configuración en colector común.
Ejercicio
A = 150
vop = 5V
RL = 1 kΩ
Rin ≥ 100kΩ
β = 100
Planificación
Haciendo la primera etapa con ganancia de 15 y la segunda con ganancia de 10

58
Ω≥→
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥≥
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥
+
≥
Ω≥→
Ω≥
Ω≥⇒Ω≥
+
≥
07.15
85.14||
85.1485.14*
100
10
;
:DarlingtonconetapasegundalaHacemos
requeridaentradadeimpedancialaobtenerpuedesenoiónplanificacestaCon
47.1||
47.185.14*
101
10
;
)1(
condiciónpeor85.14
85.14||
85.14100*
101
15
;
)1(
2
2
2222
2
2
2
222
2
2
2
21
11
1
1
C
LC
eqeq
D
eq
LC
eqeqeq
C
eqeqeq
R
RR
RkRRin
A
R
RR
kRkRRin
A
R
kRin
kRinR
kRkRRin
A
R
β
β
β
Haciendo ambas etapas con autoelevación.
R4 RC2
R5
RE3
RE4
RL
R6
R7
+
C6
+
C7
Q2NPN
+
C5
+V
Vcc
Q1
NPN
R1 RC1
R2
RE1
RE2
R3+
C1 +
C4
+
C3
+
-
Vin1
Q3
NPN
+
C2
Diseño de la segunda etapa
VVVVVV
v
R
R
V
kRRR
R
RCRCRC
op
eq
RC
LCeq
C
9.90
100
9.901||100||
;100Asumo
22
C2
2
2
2
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
Ω=ΩΩ==
Ω=

59
( )
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
++
=
++
==
Ω=∴
Ω===
=∴
<<
=+=+=
=
>>
===
=∴
=++=++=
Ω===
=
≥≥⇒+≥⇒+≥
≥⇒++≥++≥
Ω=−=−Ω=
∴Ω=
Ω
==+
=
Ω===
=
Ω
==
=
kR
k
A
VV
I
VVcc
R
kR
k
A
VVV
I
VVV
I
V
R
kR
k
A
V
I
R
VV
V
AAAIII
AI
II
A
mAI
I
VVcc
VVVVVVVVcc
mA
V
I
V
R
VV
VVVVvV
VVVVVVvvvV
rRR
A
R
RRr
RRR
mA
mV
I
mV
r
mA
V
R
V
I
VV
B
RJBEDEB
B
R
JBED
B
D
C
B
RCCEE
E
E
ET
E
inp
CECEinpactopCE
eBE
eq
BEeD
B
E
e
C
RC
C
RC
180
4.184
77
8.419
68
5.68
70
1.02.15.3
12
3.14
7
1.0V
1.0
V
77707
70
7
100
70
19
195.35.85.3
50
70
5.3
5.3
3Vseguridaddefactorelpor5.2V5.02V2V
5.85.035;
376.8714.009.909.9||
ntetermicameEstable09.9
10
9.90
||
||
714.0
70
5050
70
100
7
7Asumimos
4
4
2
4
5
5
62
5
2
5
6
2
R6
6
6
R6
524
5
B25
2
2
2
222
2
2
2
2
E2E2E2E2
222
23
2
23
542
2
2
2
2
2
μ
μ
μ
μμμ
μ
μ
β

60
( )( ) ( )
Ω=ΩΩ+=+=
=
Ω=∴
Ω=
Ω=ΩΩ+=++=
>>
Ω=∴
Ω=Ω−Ω=−=
Ω=∴
Ω=
Ω=
Ω=ΩΩ==
Ω
Ω
kkRRrRin
RinRin
kR
kR
kRRrRin
RinR
R
RRR
R
R
RR
kkkRRR
BEeDD
TD
k
k
BEeT
T
E
EETE
E
E
BE
B
13.89)35.49||82714.0(100)||)((
iónAutoelevac
2.8
64.8
1.86435.49||2.8357.0*101||1
47
8.412.850
2.8
37.8
376.8||
35.4968||180||
2
232
2
7
10
2.8
7
2322
27
4
34
3
3
23
542
β
β
Diseño de la primera etapa
Ω≥→
Ω≥
Ω≥
kR
kRinR
kR
C
C
eq
81.17
85.14||
85.14
1
21
1
Ω=Ω−Ω=−Ω=
=Ω==
=
Ω
==
Ω=
∴
Ω=+
Ω
==+
Ω===
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
Ω=ΩΩ==
Ω=
kkrkRR
VkARIV
A
mV
r
mV
I
r
kRRr
A
R
RRr
A
mV
I
mV
r
A
k
V
R
V
I
VV
VVVVV
k
k
V
v
R
R
V
kkkRinRR
kR
eBE
CCRC
e
C
e
BEe
eq
BEe
C
e
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
RC
Ceq
C
07.110017.117.1||
5.522*250*
250
100
2525
100asumoEntonces
ntetermicameestableesnotantoloPor
17.1||
15
17.64k
||
550
45.45
2525
45.45
22
1
1Asumimos
64.17
22
64.1713.89||22||
;22Asumo
11
111
1
1
1
11
1
11
1
1
1
1
1
111
1
C1
1
211
1
μ
μ
μ
μ

61
Ω=ΩΩ+=++==
Ω=
Ω=Ω−Ω=−=
Ω=∴
Ω=
Ω=
Ω=ΩΩ==
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
++
=
++
==
Ω=∴
Ω===
=∴
<<
=+=+=
=
>>
==
+
=
Ω===
=
=∴
=−=
≥≥+≥+≥
≥⇒++≥
++≥
Ω
Ω
Ω
Ω
kkkRRrRinRin
kR
kkRRR
kR
kR
kRR
kkkRRR
kR
k
A
VV
I
VVcc
R
kR
k
A
VVV
I
VVV
I
V
R
kR
k
A
V
I
R
VV
V
AAAIII
AI
II
A
AI
I
k
A
V
I
V
R
VV
VV
VVV
VVVVVVVvVV
VVVVVV
vvvV
BEeT
E
EETE
E
E
BE
B
k
k
B
k
k
RJBEEB
B
R
JBE
B
C
B
E
E
ET
E
CE
EEEinpE
CECE
inpactopCE
47.110)5.159||1100(*101)||)(1(
27
92.2608.128
1
08.1
07.1||
5.159270||390||
390
36.412
5.27
66.719
270
4.306
25
06.06.07
2.2
4.2
5.2
06.0V
06.0
V
5.27255.2
25
5.2
100
250
1
28
250
7
7
5.6
5.135.519V-VccdeDisponemos
)Necesario(24.1segfactpor103330333.01;1
)Necesario(533.2033.025.0
;
1111
2
12
1
1
11
211
1
390
470
1
1
1
2
270
330
2
31
2
1
2
3
1
R3
3
3
R3
21
2
B2
1
1
1
1
1
1
RC
1111
11
1
β
μ
μ
μ
μμμ
μ
μ
μ
β
μ

62
FC
nFC
kkHz
C
Rinf
C
RinX
μ
π
π
1.0
44.1
47.110*1..2
1
..2
1
1
1
1
1min
1
11
=
>>
Ω
>>
>>
<<
( )
nFC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
B
B
10
99.0
5.159*1..2
1
..2
1
2
2
2
1min
2
12
=
>>
Ω
>>
>>
<<
π
π ( )
( )
FC
nFC
kkHz
C
rRf
C
rRX
eE
eE
μ
π
π
2.2
7.144
1001*1..2
1
..2
1
3
3
3
1min
3
13
=
>>
Ω+Ω
>>
+
>>
+<<
FC
nFC
kkHz
C
Rinf
C
RinX
μ
π
π
1.0
8.1
13.89*1..2
1
..2
1
4
4
4
2min
4
24
=
>>
Ω
>>
>>
<<
( )
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
B
B
μ
π
π
1.0
22.3
35.49*1..2
1
..2
1
5
5
5
2min
5
25
=
>>
Ω
>>
>>
<<
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
L
L
μ
π
π
2.2
15.159
1*1..2
1
..2
1
6
6
6
min
6
6
=
>>
Ω
>>
>>
<<
( )
( )
FC
FC
kHz
C
Rrf
C
RrX
EeD
EeD
μ
μ
π
π
220
8.17
2.8714.0*1..2
1
..2
1
7
7
7
3min
7
37
=
>>
Ω+Ω
>>
+
>>
+<<
ACOPLAMIENTO DIRECTO
Amplificador Cascode
El amplificador cascode es un amplificador que mejora algunas características del
amplificador de Base Común. El amplificador Base Común es la mejor opción en
aplicaciones de altas frecuencias, sin embargo su desventaja es su muy baja impedancia de
entrada. El amplificador cascode se encarga de aumentar la impedancia de entrada pero
manteniendo sobre todo la gran utilidad de la configuración Base Común, ventajoso en el
manejo de señales de alta frecuencia. Para conseguir este propósito, el amplificador cascode
tiene una entrada de Emisor Común y una salida de Base Común, a esta combinación de
etapas se le conoce como configuración cascode.

63
Circuito
Análisis
⎪
⎪
⎪
⎩
⎪
⎪
⎪
⎨
⎧
+=
=
=
+
=
+
=
+
==
⎪
⎪
⎭
⎪
⎪
⎬
⎫
==
<
+
=
=
⎭
⎬
⎫
→⇒
→⇒
222
2
2
2
2
11
11211
2
21
22
2
11
2
1
21
22
11
diseñodentoprocedimie
elensimportantemuyfórmulassiguienteslasendetallassonticascaracteríspricipalesLas
A
gananciaconetapasolaunadediseñounaahorareducesediseñodentoprocedimieEl
.*
||
1
*
ComúnB
ComúnEmisor
BCE
C
C
C
RC
C
Ee
eq
Ee
eq
e
eq
Ee
e
e
eq
e
LC
Ee
e
III
I
I
R
V
I
Rr
R
Rr
R
r
R
Rr
r
AAA
r
R
r
RR
A
Rr
r
A
AAA
AaseQ
AQ
β

64
A
R
R
I
mV
III
I
I
II
eq
E
E
BCE
C
B
EC
=+
=
⎪
⎪
⎩
⎪
⎪
⎨
⎧
+=
=
=
1e1
1
e1
e
111
1
1
1
21
r
25
r
1rtransistodellatomasesolordecalculoelPara
β
Para que no haya distorsión en la onda nos ayudamos del eje vertical de voltajes para realizar
el respectivo análisis:
RCCECEE
inpE
inpactopCE
actopCE
VVVVVcc
vVV
vvvV
vvV
+++=
+≥
++≥
+≥
211
1
11
2
1
Para el calculo de corriente del lado de entrada ya que tienen que cumplir estabilidad de
polarización en ambos TBJ se emplea las siguientes formulas
1
2
1
2
1
2
12
2
3
1
3
112
111
2112
221
222
132
113
QenónpolarizacideEstabilida
I
VVcc
R
I
V
I
VV
R
I
V
R
VVV
VVV
VVVV
III
II
III
II
BCEBBB
CEBB
JBEEB
JBECEEB
B
B
B
B
−
==
−
==
=−∴
⎭
⎬
⎫
+=
++=
+=
>>
+=
>>

65
Vamos a realizar un ejemplo de diseño de un amplificador Cascode. El circuito es el mismo
indicado al inicio del tema y las condiciones a cumplir son:
A = 120
vop = 3V
RL = 1 kΩ
Rin ≥ 10kΩ
β = 100
Ω===
=+=+=
====
=
=+=+=
===
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
Ω=ΩΩ==
Ω=
955.0
18.26
2525
44.26262.018.26
262.0
100
18.26
18.2626.092.25
25.0
100
92.25
92.25
270
7
7Asumimos
45.254
270
45.2457.2||270||
;270Asumo
1
1
111
21
1
21
222
2
2
2
C
mA
mV
I
mV
r
mAmAmAIII
mA
mAII
I
II
mAmAmAIII
mA
mAI
I
mA
V
R
V
I
VV
VVVVVV
v
R
R
V
kRRR
R
C
e
BCE
EC
B
EC
BCE
C
B
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
RC
LCeq
C
ββ
β

66
Ω=∴
Ω=Ω−Ω=−Ω=
Ω=
Ω
==+
5.7
23.7955.018.818.8
18.8
30
45.245
1
11
11
E
eE
eq
Ee
R
rR
A
R
Rr
1
2
1
2
1
2
12
2
3
1
3
112
111
2112
221
222
132
113
I
VVcc
R
I
V
I
VV
R
I
V
R
VVV
VVV
VVVV
III
II
III
II
BCEBBB
CEBB
JBEEB
JBECEEB
B
B
B
B
−
==
−
==
=−∴
⎭
⎬
⎫
+=
++=
+=
>>
+=
>>
mAmAmAIII
mAmAII
mAmAmAIII
mAI
II
R
RRR
mA
V
I
V
R
VV
Vcc
VVVVcc
VVcc
VVVVVVVVVVcc
VV
VVVVVVVvVV
VV
V
VmVV
mV
V
A
v
Rr
r
vAv
mA
mV
I
mV
r
vvvV
VVVVVvvV
B
B
B
B
E
EETE
E
E
ET
RCCECEE
E
EEEinpE
CEE
op
Ee
e
inpop
C
e
inpactopCE
CECEactopCE
14.3226.088.2
Cumple26.088.2;QenónpolarizacideEstabilida
88.2262.062.2
62.2
69
14.685.764.75
64.75
44.26
2
4
VaEnvio.VoVaenviarcomohay
81.119.1820
20
19.187719.22
2
39.1seg.fact.por16.1166.011
19.2;
30
5
219
19
30
5
.
5.7955.0
964.0.
*
964.0
92.25
2525
725;
221
222
132
3
113
2
12
1
1
CE1
CE1CE2CE1
211
1
1111
11
11
2
11
2
2
11
222
=+=+=
>>>>
=+=+=
=
>>
Ω=
Ω=Ω−Ω=−=
Ω===
=
Δ
=−=Δ
=
=+++=+++=
=
≥≥+≥+≥
≥++≥
=
Ω+Ω
Ω
=
+
==
Ω===
++≥
≥+≥+≥

67
( )( ) Ω=Ω+ΩΩΩ=++=
Ω=Ω=
−−−
=
−
=
Ω=Ω===
Ω=Ω=
+
==
−
==
−
==
=−∴
⎭
⎬
⎫
+=
++=
4.315)5.7955.0)(101(||1||11||||
7.458.4
14.3
6.03220
1042.1
88.2
3
1992
62.2
6.02
1132
1
1
2
1
2
2
1
2
3
3
1
3
1
2
1
2
1
2
12
2
3
1
3
112
111
2112
KkRrRRRin
kRk
mA
VVVV
I
VVcc
R
kRk
mA
V
I
V
R
kR
mA
VV
I
V
R
I
VVcc
R
I
V
I
VV
R
I
V
R
VVV
VVV
VVVV
Ee
B
CE
B
BCEBBB
CEBB
JBEEB
JBECEEB
β
FC
nFC
kHz
C
Rinf
C
RinX
μ
π
π
8.6
6.504
4.315*1..2
1
..2
1
1
1
1
min
1
1
=
>>
Ω
>>
>>
<<
FC
FC
kHz
C
rf
C
rX
e
e
μ
μ
π
βπ
β
18
6.1
101*964.0*1..2
1
)1(..2
1
)1(
2
2
2
22min
2
222
=
>>
Ω
>>
+
>>
+<<
FC
nFC
kkHz
C
Rf
C
RX
L
L
μ
π
π
68.0
9.58
7.2*1..2
1
..2
1
3
3
3
min
3
3
=
>>
Ω
>>
>>
<<
( )
( )
FC
FC
kHz
C
rRf
C
rRX
eE
eE
μ
μ
π
π
220
18
955.05.7*1..2
1
..2
1
4
4
4
1min
4
114
=
>>
Ω+Ω
>>
+
>>
+<<

68
Amplificador Diferencial
El circuito amplificador diferencial es una conexión extremadamente común utilizada en
circuitos integrados. Esta conexión se puede describir al considerar el amplificador diferencia
básico que se muestra en la figura. Este circuito posee dos entradas separadas y dos salidas
separadas y los emisores están conectados entres sí. Mientras que la mayoría de los circuitos
amplificadores diferenciales utilizan dos fuentes de voltaje, el circuito puede operar utilizando
sólo una de ellas.
Es posible obtener un número de combinaciones de señales de entrada:
• Si una señal de entrada se aplica a cualquier entrada con la otra entrada conectada a
tierra, la operación se denomina “Terminal simple”.
• Si se aplican dos señales de entrada de polaridad opuesta, la operación se denomina
“Terminal doble”.
• Si la mismas entrada se aplica a ambas entradas, la operación se denomina “modo
común”
Análisis del amplificador diferencial

69
1 2V V Vin in in= −
La salida se encuentra en cualquiera de los colectores.
1 1
1
1 2 ||
C
e e E
Q EC A
R
A
r
o
r R
V
→ →
=
+
2
1 1 2
1
1
2
pero si
;
2
e E
C
e e e
e e
C
e
r
R
A
R
R
A r r
r
r
r
r
<<
∴ → = = =
=
+
∴
1 1
1 2
2 2
·
Q CC A
A A A
Q BC
V
A
o
→ → ⎫
=⎬
→ → ⎭
2
1
1 2
||
||
e E
e e E
r R
A
r r R
=
+

70
2
2
1 1 2
1 2
1
si
;
1
2
e E
e
e e e
e e
r R
r
A r r r
r r
A
<<
∴ → = = =
+
∴ =
2
2
C C
e e
R R
A
r r
= =
1 2·
1
·
2
2
C
e
C
e
A A A
R
r
R
A
r
=
→ =
=
Es decir, tenemos la misma señal de salida pero con fase distinta.
1 1 2 1 2||( )
C
e E E E e
R
A
r R R R r
=
+ + +
2 2 1
1 2
1 1 2 1
1
si
;
2( )
E E
C
e e e
e E E
C
e E
R re R
R
A r r r
r R re R
R
A
r R
>> +
∴ → = = =
+ + +
=
+
(como sucede en la práctica)

71
Para el diseño
- Asumimos CR
- Calculamos:
1. RCV
2. CI
3. er
4. 1 comprobando estabilidad con Ae Er R+ →
5. CEV
6. EV
CC RC CE JBEV V V V→ = + −
EV se puede asumir para tener simetría E CC JBEV V V= − +
2 1 1 1siendo ·RE CC JBE RE RE E EV V V V V I R= − − =
2
2
2
RE
E
E
V
R
I
=
Haciendo con simetría, es decir, CC CCV V= − 2ER→ NO molesta y tenemos:
Implementando la fuente de corriente

72
actal menos 3V VCEV →
3 1
3 3
C CC JBE RE
CE
V V V V
V V
= − −
≥
Primero se debe elegir un Zener tal que Z CCV V<
Asumir ZV
2
2
2
2
RE Z JBE
RE
E
E
V V V
V
R
I
→ = −
=
Calculando
dato que da el manual de tal forma que el Zener funcione al valor deseado
B
CC Z
Z B
Z ZT
Z
V V
R
I
I I
I I
I I I
−⎧
=⎪
⎪⎪ >>⎨
⎪ ≈ →
⎪
= +⎪⎩
Entonces, si se utiliza una sola fuente

73
Acoplamiento directo
Es un circuito conectado en cascada pero la única diferencia es que no se utiliza capacitor
para acoplar sino simplemente un cable
IC
IB2
IB2
VB2
+V
V1
Q2
+
CE1
+
CC1
RL
RE3
RE4
RC1
Q1
+
-1 KHz
Vin
+
CE
+
CB
RE2
RE1
R2
RC1R1
⎩
⎨
⎧
+=
>>
>>
>>−+
+>>
++>>
+=
>>
211
21
1
21
1
1
1222
1
11
111
12
1
BCRC
BC
op
inC
C
RC
RCJBECERC
inpE
inpactopCE
ECEC
CB
III
II
v
RR
R
V
VVVV
vvV
vVvV
VVV
VV

74
Si 12 CB VV <
Entonces se recalcula 2BV luego el nuevo CCV y el exceso se manda al voltaje VCE a la región
activa.
Se realiza el diseño normalmente hasta el calculo de 1ERre + luego se calcula 1CV con lo que
calculo RET
El Q2 esta en emisor común con lo que se realiza los cálculos de Rc, VRc, Ic, re, RE2 y VE=1+
vinp
En el siguiente circuito las condiciones a cumplir son:
⎪
⎪
⎪
⎩
⎪⎪
⎪
⎨
⎧
≥
>>
+=
1
21
1
1
12
22
op
inC
C
RC
RCB
JBEEB
v
RR
R
V
VV
VVV
cumplensesiemprecircuitoesteEnficar.deben verisescondicioneEstas
1
211
21
11
111
111
1222
⇒
⎩
⎨
⎧
+=
>>
⎪
⎪
⎩
⎪
⎪
⎨
⎧
+≥
++≥
+=
≥−+
BRCC
BRC
inpE
inpactopCE
ECEC
CJBECERC
III
II
vVV
vVvV
VVV
VVVV

75
RESPUESTA DE FRECUENCIA
INTRODUCCION
El análisis hasta el momento se ha limitado a una frecuencia particular. Para el caso del
amplificador, se trata de una frecuencia que, por lo regular, permite ignorar los efectos de los
elementos capacitivos, con lo que se reduce el análisis a uno que solamente incluye elementos
resistivos y fuentes independientes o controladas. Ahora, se revisarán los efectos de la
frecuencia presentados por los elementos capacitivos mayores de la red en bajas frecuencias y
por o elementos capacitivos menores del transistor para altas frecuencias.
Para el análisis de frecuencia vamos a utilizar el diagrama de Bode y manejar valores en
decibeles (dB).
La respuesta de frecuencia es la curva que se obtiene a la salida, a partir de los diferentes
valores que toma la señal de salida en función de la frecuencia de la señal de entrada.
En la siguiente gráfica vamos a observar un ejemplo de característica de frecuencia sobre la
carga.
El análisis de la señal de salida la podemos hace con la potencia, voltaje, corriente de salida
del circuito o incluso las ganancias de potencia, voltaje o corriente.
Ancho de Banda: Es un término muy utilizado en análisis de frecuencia y es el rango de
frecuencias correspondiente a su utilización normal.

76
A continuación haremos el análisis de los puntos de media potencia para las opciones de la
señal de salida.
Potencia de Salida
2
:enslocalizadoestaránpotenciamediadepuntosLos
máximovalorelSea
Potencia
max
max
Po
Po
Po→
dBPo
Po
Po
3
2log10log10
2
log*10
:DecibelesEn
(dB)max
max
max
−=
−=

77
Voltaje de Salida
( )2
max
2
max
2
maxmax
2
*707.0
222
potenciamediadePuntos
:espotencialayvoltajeelentreexistequerelaciónLa
Vo
VoVoPo
VoPo
=⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
=→
→
dBVo
Vo
VoVo
3
2log20log20
2
log20
2
log*10
:DecibelesEn
(dB)max
max
max
2
max
−=
−=
=

78
Ganancia de potencia
22
:enslocalizadoestaránpotenciamediadepuntosLos
:potenciaderelaciónlatieneSe
maxmax Gp
Pin
Po
Pin
Po
Gp
=
=
dBGp
Gp
Gp
3
2log10log10
2
log*10
:DecibelesEn
(dB)max
max
max
−=
−=

79
Ganancia de voltajes
( )2
max
2
max
2
max
2
max
2
*707.0
222
potenciamediadedepuntos
:espotenciade
ganancialayvoltajeganancialaentreexistequerelaciónlapotencia,enqueigualAl
Gv
GvGvGp
GvGp
=⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
=→
→
dBGv
Gv
GvGv
3
2log20log20
2
log20
2
log*10
:DecibelesEn
(dB)max
max
max
2
max
−=
−=
=

80
Respuesta de frecuencia
Para determinar la característica de un circuito debemos obtener la función de transferencia
del mismo en función de la frecuencia. A partir de esta expresión en función de la frecuencia
realizaremos el diagrama de Bode
( )( ) ( )
( )( ) ( )
:decibelesEn
1................................11
1................................11
nciatransferedeFunción
21
21
ωωω
ωωω
m
n
jbjbjb
jajaja
G
+++
+++
=⇒
ωωωωωω mndB jbjbjbjajajaG +−−+−+−++++++= 1log10...1log101log101log10...1log101log10 2121
Dada ya la función de transferencia tenemos que realizar la respectiva gráfica que representa
dicha función (característica de magnitud), para esto vamos a utilizar el modelo asintótico de
ciertos términos que generalmente aparecen en estas funciones.
Para un término: ωjk±0
ωωω .0 22
kkjk ==±
Entonces realizamos una tabla que nos permitirá luego generar el gráfico.
Para:
Función
transferencia
En dB
Para 0→ω
Bajas frecuencias
0=G ∞−
Para ∞→ω
Alta frecuencia
∞=G ∞
Para k/1=ω 1=G 0
Por lo tanto las gráficas para este término son:
Para un término:
ωjk±0
1
ωωω kkjk
11
0
1
22
==
±

81
Para:
Función
transferencia
En dB
Para 0→ω ∞=G ∞
Para ∞→ω 0=G ∞−
Para k/1=ω 1=G 0
22
11 ωω kjk +=±
Para:
Función
transferencia
En dB
Para 0→ω 1=G 0
Para k/1=ω 2=G 3
Para ∞→ω ∞=G ∞

82
Para un término:
ωjk±1
1
22
1
1
1
1
ωω kjk +
=
±
Para:
Función
transferencia
En dB
Para 0→ω 1=G 0
Para k/1=ω 2/1=G 3−
Para ∞→ω 0=G ∞−
La pendiente de las rectas se justifica mediante:
Sea una señal de ganancia de potencias cuya función de transferencia sea
( ) ( )
( ) décadadBGp
k
seakkjkGp
jkGp
C
dB
C
C
C
CdB
/1010log10log5
10
;1log5
1
;1log51log101log*10
1
2
2
2
2
2222
==⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
=
⎩
⎨
⎧
=
>>
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
+=
=+=+=+=
+=
ω
ω
ωω
ωω
ω
ω
ωωωω
ω
Ahora si es una señal de ganancia de voltajes cuya función de transferencia sea igual a la
anterior
( ) ( )
( ) décadadBGp
k
seakkjkGv
jkGv
C
dB
C
C
C
CdB
/2010log20log10
10
;1log10
1
;1log101log201log*20
1
2
2
2
2
2222
==⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
=
⎩
⎨
⎧
=
>>
⎟
⎟
⎠
⎞
⎜
⎜
⎝
⎛
+=
=+=+=+=
+=
ω
ω
ωω
ωω
ω
ω
ωωωω
ω

83
Frecuencia de corte
Se denomina así al codo que está presente en algunos diagramas de bode por ejemplo en la
gráfica la frecuencia de corte está indicada como ωC:
La localización de la frecuencia de corte va depender de en que señal estemos trabajando por
lo que se demostrará para potencias y para voltajes
( )
21
21
101
3dB1log*20
3dBaigualserdebe1log*20expresiónlapotenciamediadepuntoslosenestarPara
1log*20log20
:decibelesEn
voltajedeGananciaSi
si
3
escortedefrecuenciaLa3
41
21
21
101
3dB1log*10
3dBaigualserdebe1log*10expresiónlapotenciamediadepuntoslosenestarPara
1log*10log10
:decibelesEn
potenciadeGananciaSi
1Sea
22
15.0
22
22
22
3.0
=+
=+
=+
=+
+
++=
⇒=
===→=
=+
=+
=+
=+
=+
+
++=
⇒=
+=
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ωωω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
k
jk
jk
jk
jk
jkGoG
GvG
GpG
k
k
k
k
jk
jk
jk
jk
jkGoG
GpG
jkGoG
dB
C
dB

84
GvG
k
k
k
C ===→=
=+
si
1
escortedefrecuenciaLa1
21
22
22
ωωω
ω
Característica de Fase
Ahora vamos a observar las gráficas para las características de fase de cada uno de los
términos detallados anteriormente.
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
=⇒±
1
1
ω
θω
k
arctgjk
Para: θ
Para 0→ω º0=θ
Para kC /1== ωω º45=θ
Para ∞→ω º90=θ
Por lo tanto la gráfica para este término es:
Para un término:
ωjk±1
1
⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
−=⇒
± 11
1 ω
θ
ω
k
arctg
jk
Para: θ
Para 0→ω º0=θ
Para kC /1== ωω º45−=θ
Para ∞→ω º90−=θ

85
º90;
0
0 =⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
=⇒± θ
ω
θω
k
arctgjk
Para un término:
ωjk±0
1
º90;
00
1
−=⎟
⎠
⎞
⎜
⎝
⎛
−=⇒
±
θ
ω
θ
ω
k
arctg
jk
Respuesta de frecuencia en amplificadores
Ahora ya conocida la forma de realizar los diagramas de Bode para distintas formas de la
función de transferencia analizaremos la respuesta de frecuencia para los amplificadores con
TBJ.
Debemos tomar en cuenta las siguientes consideraciones:
- En caso de que el circuito produzca desfasamiento, deberá también añadirse la
característica de desfasamiento que produce este.

86
- Los elementos reactivos son los que producen la parte imaginaria de la función de
transferencia
⎪
⎩
⎪
⎨
⎧
gananciadeajustede
salidade
entradade
sCapacitore
- La metodología que se utiliza para demostrar la característica de frecuencia en la
configuración de emisor común es igual para el resto de configuraciones
- Para sacar la característica de frecuencia total hay que sumar la característica de fase de
cada capacitor
A continuación se va a realizar el análisis de la característica de fase de la configuración en
emisor común en cada uno de los capacitores.
Característica de frecuencia que produce un capacitor de entrada
Se tiene el siguiente circuito equivalente de la parte de entrada del amplificador donde se ha
considerado que el generador es ideal y lo que observa este es el capacitor de base CB y la
impedancia de entrada.
Vo
Rin
CB
+
-
Vin
RinX
Rin
Gv
Vin
Vo
Vin
RinX
Rin
Vo
B
B
+
==
+
=
=⇒= 0RgidealesgeneradorconstanteVinSi

87
b
b
B
B
B
B
j
j
RinC
RinCj
RinCj
Gv
Rin
Cj
Rin
GvGv
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
+
→=
+
=
+
=⇒
1.
1
basedecapacitordelcortedefrecuencialaSea
.1
..
.
1
defunciónen
b
b
Con nuestro conocimiento para realizar el diagrama de bode de la función de transferencia,
graficamos el numerador y el denominador y después los sumamos las pendientes para
obtener la gráfica total.
Característica de frecuencia del Numerador y denominador
De la gráfica total podemos concluir que a bajas frecuencias el capacitor de base es circuito
abierto mientras que a altas frecuencias a partir de la frecuencia de corte ωb es corto circuito.

88
Podemos concluir entonces que cuando:
RinX
Rin
X
Rin
X
RinC
B
B
B
B
b
=
=
=
=→=
ω
ω
ω
ω
ωωω
.
1
1
.
1
Característica de frecuencia que produce un capacitor de salida
A partir de la ganancia del circuito incluyendo la reactancia que produce el capacitor de salida
obtenemos:
( )
( )
( )( )
( )
( ) ( )
( )
( )
C1
C2
1
C2C1
C1
C2
C2C1
1
1
1
1
1
1
.
1
1
entoncessalidadecapacitordelcortedesfrecuencialasySea
..1
..1
.
.
1
.
1
.
.
||
ω
ω
ω
ω
ωω
ω
ω
ωω
ω
ω
ω
ω
j
j
Rr
R
A
RRC
RC
RRCj
RCj
Rr
R
A
R
Cj
R
R
Cj
Rr
R
A
RXRRr
RXR
A
Rr
RXR
AGv
Ee
C
LCC
LC
LCC
LC
Ee
C
L
C
C
L
C
Ee
C
LCCEe
LCC
Ee
LCC
+
+
+
=⇒
>
⎪
⎪
⎭
⎪
⎪
⎬
⎫
+
=
=
++
+
+
=
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
++
⎟⎟
⎠
⎞
⎜⎜
⎝
⎛
+
+
=
+++
+
=
+
+
==
Entonces realizamos la grafica del numerador y del denominador

89
Lo que se concluye de la gráfica es que a baja frecuencia se obtiene la ganancia máxima y
hasta ωC2 va disminuyendo; a partir de esta frecuencia la ganancia es constante pero baja.
Baja frecuencia:
max. A max. Vo
1Ee
C
Rr
R
A
+
=
Capacitor abierto
Carga en colector RC
Alta frecuencia:
1
||
Ee
LC
Rr
RR
A
+
=
Capacitor cortocircuito
Carga en colector Req
Comprobación
( )
( )
( ) ( ) ( ) ( ) ( )
( )
)(
||
1
.
.
.
.
..
frecuenciaaltaPara
)(
frecuenciabaja0Para
1
1
.
1
112
1
1
1
C1
C2
1
LQQD
Rr
RR
A
RrRR
RR
RRC
RC
Rr
R
Rr
R
A
LQQD
Rr
R
A
j
j
Rr
R
A
Ee
LC
EeLC
LC
LCC
LC
Ee
C
C
C
Ee
C
Ee
C
Ee
C
+
=
++
=
++
=
+
=
∞→
+
=
→
+
+
+
=
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω

90
Característica de frecuencia sobre la carga (RL)
El análisis anterior era en el Terminal del colector, ahora en la carga debemos tener una
característica semejante a la característica del capacitor de entrada para poder conectarla a una
siguiente etapa por lo tanto con las graficas anteriores hacemos un arreglo de tal manera que
me genere el siguiente gráfica.
Del análisis del capacitor de salida hecho anteriormente obtenemos que:
( )
( )
( )
( )
LC
L
C
L
C
LC
C
LCC
LC
C
LC
C
LCC
C
RX
R
X
R
X
RC
RRX
RR
X
RR
X
RRC
=
=
=
=→=
+=
+
=
+
=
+
=→=
ω
ω
ω
ω
ωωω
ω
ω
ω
ω
ωωω
.
1
1
.
1
:Cuando
.
1
1
.
1
:Cuando
2
1
Del gráfico se observó que solo se va utilizar una frecuencia de corte (ωC2) y potemos decir
que esta frecuencia es el punto de división en el que el capacitor o está en cortocircuito (altas
frecuencias) o está en circuito abierto (bajas frecuencias)

91
Característica de frecuencia del capacitor para ajuste de ganancia
En el caso de la configuración en emisor común es el capacitor colocado en emisor.
A partir de la ganancia del circuito incluyendo la reactancia que produce el capacitor de
emisor obtenemos:
( )
( )
( ) ( )
E2
E1
21
E1E2
E2
2
E1
E2E1
2
21
12
21
12
21
12
2
21
2
1221
2
2
1
2
2
1
21
1
1
.
1
1
entoncessalidadecapacitordelcortedesfrecuencialasySea
.1
.1
||Sea;
.1
.1
.1
.
.1
.
1
.
.
1
||
ω
ω
ω
ω
ωω
ω
ω
ωω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
j
j
RRr
R
A
RC
RC
RCj
RCj
RRr
R
A
RrR
RRr
RrR
R
RRr
RrR
Cj
RCj
RRr
R
A
RCj
RrRCjRRr
R
RCj
R
Rr
R
A
R
Cj
R
Cj
Rr
R
A
RXRr
R
A
EEe
eq
EeqC
EE
EeqE
EE
EEe
eq
EeE
EEe
EeE
Eeq
EEe
EeE
E
EE
EEe
eq
EE
EeEEEEe
eq
EE
E
Ee
eq
E
E
E
E
Ee
eq
ECEEe
eq
+
+
++
=⇒
>
⎪
⎪
⎭
⎪
⎪
⎬
⎫
=
=
+
+
⋅
++
=
+=
++
+
=
++
+
+
+
⋅
++
=
+
++++
=
+
++
=
+
++
=
++
=
Del análisis anterior obtenemos que:
2
2
2
2
1
.
1
1
.
1
:Cuando
EE
E
E
E
E
EE
E
RX
R
X
R
X
RC
=
=
=
=→=
ω
ω
ω
ω
ωωω

92
EeqE
Eeq
E
Eeq
E
EeqE
E
RX
R
X
R
X
RC
=
=
=
=→=
ω
ω
ω
ω
ωωω
.
1
1
.
1
:Cuando 2
Graficando la función de transferencia y ubicando los valores de ωE1 y ωE1.
A baja frecuencia hasta ωE1 (capacitor circuito abierto) en el denominador de la fórmula de la
ganancia se tiene re+RE1+RE2 y para al alta frecuencia (capacitor cortocircuito) a partir de ωE2
se tiene en el denominador re+RE1. En el intervalo desde ωE1 hasta ωE2 no hay ni circuito
abierto ni cortocircuito hay la una reactancia.
Comprobación del comportamiento del capacitor:
)(
frecuenciabaja0Para
1
1
.
21
E2
E1
21
LQQD
RRr
R
A
j
j
RRr
R
A
EEe
eq
EEe
eq
++
=
→
+
+
++
=
ω
ω
ω
ω
ω

93
( )
( )
)(
.
.
.
..
frecuenciaaltaPara
1
12
212
21
2
21E1
E2
21
LQQD
Rr
R
A
RrR
RRrR
RRr
R
RC
RC
RRr
R
RRr
R
A
Ee
eq
EeE
EEeE
EEe
eq
EeqE
EE
EEe
eq
EEe
eq
+
=
+
++
++
=
++
=
++
=
∞→
ω
ω
ω
Cuando se vaya a resolver ejercicios que requieran cumplir con condición de frecuencia se
recomienda graficar primero la característica del emisor y ubicar sus respectivas frecuencias
de corte luego dibujar las características de base y colector haciendo que coincidan las
frecuencias de corte de estos con la gráfica de las características de emisor según como se
desee y no ubicar entre las frecuencias de corte (ωE1 < ω < ωE2). Finalmente realizar la
respectiva suma de las pendientes de cada característica.
A continuación se muestra un ejemplo.
Como observamos en las graficas los “y” están rotulados con una C, esta indica característica
mas no capacitor por lo tanto en el eje que esta CE lo que señala es que es la característica del
emisor.

94
Ejercicio
A = 20
vop = 3V
RL = 7.5 kΩ
β = 100
Y tenga la siguiente característica de frecuencia
Ω=ΩΩ==
Ω=
3.8821||5.7||
1Asumo
kkRRR
kRc
LCeq
nte.termicameestableseanoquedehechoelaimportanci
pocadasequeloporfrecuenciaderespuestadepartelarealizaresejerciciodelobjetivoEl
12.44
20
3.882
56.5
5.4
2525
5.4
1
5.4
5.4Asumimos
3.882
1
1
C
Ω=
Ω
==+
Ω===
=
Ω
==
=
≥≥⇒
Ω
Ω
≥
≥
k
A
R
Rr
mA
mV
I
mV
r
mA
k
V
R
V
I
VV
VVVVV
k
V
v
R
R
V
eq
Ee
E
e
C
RC
C
RC
RCRCRC
op
eq
RC

95
( ) ( )( ) Ω=Ω+ΩΩ=++==
Ω=ΩΩ==
Ω=∴
Ω=
−
=
−
=
Ω=∴
Ω=
+
=
+
==
=+=+=
=
>>
===
=∴
=++=++=
Ω=∴
Ω=Ω−Ω=−=
Ω===
=
≥≥⇒+≥⇒+≥
≥⇒++≥++≥
===
Ω=
Ω=Ω−Ω=−Ω=
kkRrRRinRRin
kkkRRR
kR
k
A
VV
I
VVcc
R
kR
k
A
VV
I
VV
I
V
R
AAAIII
AI
II
A
mAI
I
VVcc
VVVVVVVVcc
R
RRR
mA
V
I
V
R
VV
VVVVvV
VVVVVVvvvV
V
V
A
v
v
R
rR
EeBTB
B
B
JBEEB
B
C
B
RCCEE
E
EETE
E
E
ET
E
inp
CECEinpactopCE
op
inp
E
eE
2.23956.5101||27.4))(1(||||
27.46.5||18||
18
99.18
495
6.212
6.5
77.5
450
6.02
49545045
450
45
100
5.4
65.115.415.52
390
4.405394.444
4.444
5.4
2
2
15.515.023;
15.0
20
3
39
56.3856.512.4412.44
1
21
1
1
1
2
22
2
21
2
B2
CE
2
12
EEEE
1
1
β
μ
μ
μμμ
μ
μ
β
Ahora para realizar el análisis de frecuencia para el cálculo de capacitores primero se realiza
la planificación graficando cada una de las características.

96
Planificación
( )
( )
nF
nFC
CC
C
C
C
C
F
FE
EE
E
E
E
EeEE
EeqE
E
nF
nFB
BB
B
B
B
B
nFC
kkHzXf
C
kX
RLX
kHzf
FC
kHzXf
C
X
X
RrRX
RX
kHzf
nFC
kkHzXf
C
kX
RinX
kHzf
22
18
7.4
3.3
2
12
2
82
68
22.21
5.7*1..2
1
...2
1
5.7
1Para
98.3
99.39*1..2
1
...2
1
99.39
3956.5||390
||
1Para
34.72
2.2*1..2
1
...2
1
2.2
1Para
=
Ω
==
Ω=
=
=
=
Ω
==
Ω=
Ω+ΩΩ=
+=
=
=
=
Ω
==
Ω=
=
=
ππ
μ
ππ
ππ
μ
μ
Para calcular fE1
Hzf
FCX
f
RX
E
EE
E
EE
54.102
98.43*390*.2
1
...2
1
390
2
2
2
=
Ω
==
Ω==
μππ
Queremos que el capacitor de base fije el codo
nFC
F
kHz
nFkCX
f
nFC
C
BB
B
B
22
7.4C
base.delaavariennosfrecuencia
estasqueparacalculadoalmayoresvaloreselejimoscodoelfijabasedecapacitorelqueya
06.1
68*2.2*.2
1
...2
1
68
E
=
=
=
Ω
==
=
μ
ππ

97
Respuesta de frecuencia en alta frecuencia
En la región de alta frecuencia, los elementos capacitivos de relevancia son las capacitancias
interelectródicas (entre terminales) internas al dispositivo activo y la capacitancia de cableado
entre las terminales de la red. Todos los capacitores grandes de la red que controlaron la
repuesta de baja frecuencia se han reemplazado por su corto circuito equivalente debido a sus
muy bajos niveles de reactancia.
Para el análisis en alta frecuencia se añade el concepto de efecto Miller y como regla tenemos
que para cualquier amplificador inversor, la capacitancia de entrada se incrementará por una
capacitancia de efecto Miller sensible a la ganancia del amplificador y a la capacitancia
interelectródica (parásita) entre las terminales de entrada y salida del dispositivo activo.
A continuación se señala cada una de estas capacitancias en un grafico y su equivalencia por
el efecto Miller.
Se tiene la configuración en emisor común con los capacitores de baja frecuencia en
cortocircuito y considerando los capacitancias interelectródicas.

98
Se realiza el análisis respectivo para obtener el diagrama de bode de cada capacitor.
Co
( )( )
eqCoo
Ee
eq
eqo
eqOEe
eq
eqOEe
eq
Ee
O
eq
O
eq
Ee
Coeq
RX
jRr
R
A
RC
RCjRr
R
A
RCjRr
R
Rr
Cj
R
Cj
R
A
Rr
XR
A
=→=
++
=⇒
=
++
=
++
=
+
+
=
+
=
ωω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
Cuando
1
1
.
1
capacitordelcortedefrecuencialaSea
..1
1
.
..1
.
1
.
1
.
||
o
1
o
o
1
11
1
Por lo tanto la gráfica es
Ce
( )
1
1
1
1
1
1
1
11
1
1
1
1
1
1
||ReSea
..1
.1
.A
.
.1
.1
.
1
.
.
1||
Ee
Ee
eE
eq
Ee
eE
e
Ee
Ee
eq
eEeEe
Eeeq
Ee
E
e
eq
E
e
E
e
e
eq
CeEe
eq
Rr
Rr
rR
Rr
rR
Cj
RCj
Rr
R
rRCjRr
RCjR
RCj
R
r
R
R
Cj
R
Cj
r
R
XRr
R
A
=
+
=
+
+
+
+
=
++
+
=
+
+
=
+
+
=
+
=
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω

99
eqCee
ECee
Ee
eq
eqe
Ee
eqe
Ee
Ee
eq
X
RX
Cuando
j
j
Rr
R
A
C
RC
Cj
RCj
Rr
R
Re
1
1
.
Re
1
1
capacitordelcortedesfrecuencialasySea
Re..1
.1
.A
1
11
e2
e1
1
e1e2
e2
1
e1
e2e1
1
1
=→=
=→=
+
+
+
=⇒
>
⎪
⎪
⎭
⎪
⎪
⎬
⎫
=
=
+
+
+
=
ωω
ωω
ω
ω
ω
ω
ωω
ω
ω
ωω
ω
ω
Graficando el numerador y el denominador
Cin

100
RinX
RinCin
j
Rin
Zin
RinCinj
Rin
Rin
Cinj
Rin
Cinj
Zin
RinXZin
Cini
Cin
=→=
=
+
=⇒
+
=
+
=
=
ωω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
ω
Cuando
.
1
capacitordelcortedefrecuencialaSea
1
.
..1
.
1
.
.
1
||
i
i
i
Ahora por efecto de las capacidades parásitas podemos diseñar un circuito que tenga tanto una
codo en bajas frecuencia y otro en altas frecuencias según nuestras necesidades, si deseamos
cambiar la frecuencia de corte en alta frecuencia se puede añadir un capacitor por ejemplo en
paralelo a cualquier de los capacitores parásitos y luego se procede a diseñar con el valor de
frecuencia que se desea.

101
REALIMENTACIÓN
Es tomar una parte (una muestra) de la señal de salida y realimentarla (sumarla) con la señal
de entrada.
Tipos de realimentación
- Realimentación negativa (sinónimo de estabilidad)
- Realimentación positiva (sinónimo de inestabilidad)
Sistema de lazo abierto
· (1)
( )·
· · (2)
De (1) y (2) · (3)
(3)
(1)
Vo AVin
Vo Vo A A Vin
Vo Vo AVin AVin
Vo AVin
Vo A
Vo A
=
+ Δ = + Δ
+ Δ = + Δ
→ Δ = Δ
Δ Δ
→ =
Sistema de lazo cerrado
- Se producirá realimentación negativa cuando en el sumador se dé efectivamente la resta
de las 2 señales, es decir: fVin V−
- Se tendrá realimentación positiva cuando en el sumador se dé efectivamente la suma de
las 2 señales, es decir: fVin V+

102
Realimentación Negativa
desfasada 180º respecto a
f
f
f
Ve Vin V
V Vin
Vin V
= −
>
Realimentación Positiva
en fase respecto a
f
f
Ve Vin V
V Vin
= +
Ganancia el lazo cerrado f
Vo
G A
Vin
= =
( )
( )
·
·
· · ·
f
Vo AVe
A Vin V
A Vin BVo
AVin A BVo
=
= −
= −
= −
( )1 · ·
Para Realimentación Negativa
1 ·
Vo A B AVin
Vo A
G
Vin A B
+ =
= = →
+

103
( )
( )
·
·
· · ·
f
Vo AVe
A Vin V
A Vin BVo
AVin A BVo
=
= +
= +
= +
( )1 · ·
Para Realimentación Positiva
1 ·
Vo A B AVin
Vo A
G
Vin A B
− =
= = →
−
Tomando en general
1 ·
A
G
A B
=
−
Realimentación Negativa
1 ( ) 1
A A
G
A B AB
−
⇒ = = −
− − +
El signo negativo indica únicamente el
defasamiento entre la señal de salida
y la señal de entrada
Otra opción
1 ( ) 1
A A
G
A B AB
⇒ = =
− − +

64494485 calderon-circuitos-electronicos

64494485 calderon-circuitos-electronicos

Empfohlen

Empfohlen

Weitere ähnliche Inhalte

Was ist angesagt?

Was ist angesagt? (20)

Ähnlich wie 64494485 calderon-circuitos-electronicos

Ähnlich wie 64494485 calderon-circuitos-electronicos (20)

64494485 calderon-circuitos-electronicos